Mérési útmutató a Mobil Hírközlés Laboratórium II (VIHI59) méréseihez IV. mérés GSM mobil tesztkészülék mérése. rész Mérés helye: Híradástechnikai Tanszék Mobil Kommunikációs Laboratórium I.B.3. Összeállította: Balázs Ferenc PhD hallgató Dr. Imre Sándor egyetemi adjunktus Utolsó módosítás:. november 5.
. Bevezetés Az előző mérésen a mobil készülék szabványos statisztikus állapotban mérhető paramétereivel ismerkedtünk meg. Ez azt jelenti, hogy a mobil készülék és a bázisállomást reprezentáló teszter egy kábelen keresztül van összekötve, melyen nincs semmiféle zavaró jel tehát tökéletes csatornát produkálunk. Erre azért van szükség, mert a szabványban definiált teljesítmény értékeket, teljesítmény osztályokat és egyéb az előző mérésen meghatározott, megfigyelt értékeket így lehet csak megmérni. Ezen a mérésen a mobil készülék dinamikus paramétereit vizsgáljuk meg. Ez a valós élet szimulálását jelenti a laboratórium keretein belül. Ennek célja, hogy a paramétereket kézben tudjuk tartani és így hitelesen, biztonságosan vizsgáljuk a szabványban definiált küszöbértékeket. Azzal tisztában kell lennünk, hogy a készülékek ilyen típusú vizsgálata nagyon fontos, mert a hálózat minősége függhet egy rossz készüléktől. Például, ha a mobil nem tudja betartani az idősémát, akkor azzal kellemetlenséget okoz az utána következő időrésben lévő előfizetőnek és a bázisállomásnak egyaránt, amiből az előfizető azt a következtetést vonja le, hogy a szolgáltatás minősége nem megfelelő.. Alapismeretek Dinamikus körülmények alatt a tényleges működési körülményeket értjük ami a valós életben is előfordul. Ezeket a vizsgálhatóság szempontjából külön-külön vizsgáljuk. Az alábbiak lépnek fel mint fontos tényezők. Az egyik nagy csoport az interferenciát okozó hatások. A szomszédcsatornás interferencia, amikor a szomszéd csatornán lévő jel spektrumban való átlógása zavarja a másik csatornát. Az azonos csatornás interferencia, ami az azonos csatornán lévő más adó jeléből adódó interferenciát jelenti. Az intermodulációs zavarok, melyek a vevő nemlinearitásából adódnak. Co-channel rejection Co-channel rejection measures the receiver s ability to receive the wanted signal in the presence of an unwanted signal at the same frequency (Fig..9.) Fig.9. Co-channel rejection
Fig... Adjacent channel rejection As shown by Fig.9. co-channel rejection specifies that two signals at the same frequency and timeslot be input to the receiver, bit error rate is measured then to ensure the receiver is rejecting the unwanted signal. The HP 89 H requires an external signal generator such as HP 8657 A/B option to generate the unwanted GMSK signal. The test limits for the co-channel rejection are presented in Table.5. type Channel / BER Propagation Error condition rate (%) FACCH/FER TU3/no SCH 4 TCH/FER TU3/no SFH 4 α TCH/FS/RBER Ib TU3/no SFH.9/ α TCH/FS/RBER II TU3/no SFH 4.3 TCH/FS/FER TU3/ SFH 3.37 α TCH/FS/RBER Ib TU3/SFH.5/ α TCH/FS/RBER II TU3/ SFH 8.33 Table.5.Test limits for co-channel rejection Adjacent channel rejection Adjacent channel rejection measures the receiver s ability to receive the wanted signal in the presence of an unwanted signal at an adjacent channel. The adjacent channel can be in the other time slot or in other frequency of the RF spectrum. The adjacent time slot rejection is measured with the active time slot transmitted from the tester at - dbm for handportable and -4 dbm for all other phones and the neighbouring time slots at a level of 9 db higher at -83 dbm / -85 dbm. The test is intended to be performed together with the sensitivity measurement.
For the adjacent frequency channel rejection case a stronger GMSK modulated interfering signal is transmitted on a neighbouring channel as shown by Fig... Fig.. shows that depending on the frequency offset from the active channel different power levels are applied. If the offset is only one channel (khz) the interferer has to be 9 db lower, and if the interferer is with an offset of two channels ( 4 khz) then it is transmitted at 4 db higher level. The active channel s power level is -85 dbm The HP 89 H uses an external signal generator such as HP 8657 A/B to generate the unwanted signal. The test limits for this measurement are presented in Table.6. BER type Error rate (%) FER 6.74 α RBER Ib 4. α RBER II 8.33 Table.6. Error rates for adjacent channel rejection Intermodulation rejection The intermodulation rejection measures the impact of interfering signals on the nonlinear parts of the receiver. Besides the active channel two additional signals are transmitted, one is a GMSK modulated signal and the other is a pure CW signal (Fig..). Fig.. Intermodulation rejection As shown by Fig... the frequency relationship of these two signals is of such a nature that they produce intermodulation products of the third order exactly on the receiver frequency of the active channel and their presence decrease the quality of the transmission.
The HP 89 H requiers one modulated and one unmodulated external signal generator such as HP 8657 A/B option and HP 8657 A/B to generate the two interfering signals simultaneously. Másik nagy csoport a csatorna tulajdonságaiból adódó zavarok. Fading A következõkben a fading amplitúdó eloszlás segítségével történõ leírásának egy egyenértékû alternatíváját mutatjuk be. A korábbiakból ismert, hogy az amplitúdó sûrûségfüggvénye az alábbi a fa ()= a e σ a σ Vezessük be a jel-zaj viszonyt jellemzõ A T E Γ= = N N s új valószínûségi változót, melynek egy adott értékét -val jelöljük = a T. N. A fenti képletekben N a fehér Gauss-zaj teljesítménysûrûségét jelöli, míg E s a szimbólumenergiát, T pedig a szimbólumidõt. Határozzuk meg Γ várható értékét, vagyis az átlagos jel-zaj viszonyt = [ ] = T [ ] = E s E Γ E A E. N N Figyelembe véve, hogy x és y azonos eloszlású, nulla várható értékû és egyforma szórású valószínûségi változók, ezért σ [ =Ex ] = E[ y ]. Mivel ezért A= x + y, [ ] [ ] [ ] [ ] σ A = E A = E x + y = E x + E y = σ Felhasználva a fenti eredményt a jel-zaj viszony várható értéke az alábbi módon is kifejezhetõ σ = T N. Alkalmazzuk valószínûségi változók transzformációs szabályát az amplitúdót leíró A és a jel-zaj viszonyt jellemzõ Γ valószínûségi változók között. A szabály a következõ f ( a ) A da = f ( ) Γ d,.
amibõl f Γ ( ) -t kifejezve f ( ) f ( a ) da Γ A f A a d ( ) = = at d = N da at = N Helyettesítsük a fenti képletbe a két változó közötti összefüggést a at N a f ( ) N e σ N Tσ Γ = = e = e σ at Tσ N s így a jel-zaj viszonyra egyszerû, paraméterû exponenciális eloszlást kaptunk végeredményül... Direkt terjedési úttal rendelkezõ csatorna (Rice-csatorna, Rice-fading) Ha a csatornában van egy idõtõl független direkt terjedési út, akkor a fading leírásában a z = x + x+ j y alakhoz jutunk, ahol x a direkt átviteli útra jellemzõ átviteli konstans. x és y pedig a Rayleigh-fadinghez hasonlóan független Gausseloszlású valószínûségi változók. Ilyenkor a jel amplitúdója az ( ) A= x + x + y kifejezés alapján számolható. Ekkor az amplitúdó valószínûségi sûrûségfüggvénye az a + x a ax fa ()= a e σ I σ σ ún. Rice-eloszlással írható le. Vezessük be Rice-fading esetén is a jel-zaj viszonyt jellemzõ Γ= A T N valószínûségi változó, melynek egy adott értékét -val jelöljük = a T. N Az átlagos jel-zaj viszony Rice-fading esetén az alábbi Vezessük most be a c ( x / + σ ) = E[ Γ] = T. N x σ, =.
változót, mely a direkt és a fadinges terjedésbõl származó jelek átlagos teljesítményeinek a hányadosaként arra ad választ, hogy a mobil vevõbe érkezõ jelhez milyen mértékben járulnak hozzá a direkt jelúton illetve a szórt utakon érkezõ jelek. Az jel-zaj viszonyt leíró valószínûségi sûrûségfüggvényt nyilvánvalóan érdemes c függvényeként felírni ahol f ( ) ( c c Γ c ) + ( + ) e I c ( ) = + + c, I ( x ) -t a következõ módon definiáljuk I 4 x x + + +... ha x << 4 64 n x ( x) = általában n n= ( n!) x e + +... ha x >>. x 8x π A 4.6 ábrán a jel-zaj viszony sûrûségfüggvényét rajzoltuk fel c-ben paraméterezve. A c= esetén a csatornában nincs direkt jelút s így a vevõbe csak a Rayleigh-fadingnek megfelelõ szórt jelek érkeznek. Ahogy c tart a végtelenhez úgy egyre inkább a közvetlen út hatása dominál a szórt jelekkel szemben. c = -hez érve a sûrûségfüggvénybõl Dirac-függvény lesz a / = helyen. f Γ ( ) c = c = c =5 c = c = 3 4 5 6 7 4.6 ábra Jel-zaj viszony sûrûségfüggvénye c-ben paraméterezve Rice-fadinges csatornában.. Lognormál fading Gyakorlati tapasztalatok azt mutatják, hogy Rayleigh-fadinges csatornában nemcsak a pillanatnyi, hanem az átlagos csillapítás is ingadozik például a terjedési út
hosszának véletlen változásai miatt. Ezt a jelenséget szemlélteti a 4.7 ábra. Térerõ [db] t[idõ]vagy x [út]. 4.7 ábra Az átlagos térerõ ingadozásának szemléltetése A jelszint lokális átlaga Gauss-eloszlás szerint ingadozik. Miután a Rayleighfadinges csatornában a várható érték a σ -val (z(t) egyes komponenseinek a szórása) arányos, így az eloszlást a σ szórás (mely definíciójánál fogva a várható értéktõl való eltérésre jellemzõ mennyiség) sztochasztikájával lehet leírni. Azaz esetünkben maga a szórás is valószínûségi változó lesz! Legyen S = log σ σ [db], ahol σ az átlagos szórás négyzete, S statisztikája pedig fs ()= s e πλ D ( s s ) λ ahol λ D az S szórását, s pedig a várható értékét jelöli. A lognormál fadinget az irodalomban Suzuki-fadingnek is szokás nevezni..3. Az eredõ fading eloszlás A fading eredõ eloszlásának meghatározásakor azt vizsgálják, hogy az átlagos jel-zaj viszonnyal normalizált jel-zaj viszony milyen valószínûséggel van egy adott a érték felett, azaz P > a = Rayleigh-fading esetén, mivel D, d f Γ = f X ( x) dx. a x fγ = e = fx () x = e, ezért egyszerû exponenciális eloszláshoz jutunk P > a = e a. A szakirodalomban bevett megoldással ezt az összefüggést az ún. Rayleighpapíron ábrázolják, melynek vízszintes tengelyén az a
x = b + log függõleges tengelyén pedig az mennyiségeket ábrázolják. 99,9 % a, y = c+ log ln P > a 99 % Rayleigh-fading 9 % 5 % % %, % 3 db db 4.8 ábra Rayleigh-papír Rayleigh-fadinggel Rayleigh-fading esetén a fenti kifejezés lényegesen egyszerûsödik mely az [ ] a y= c+ log lne = c+ loga,
y= ( c b) + x alakra átírva nyilvánvalóvá válik, hogy a fenti kifejezés egyenes, miként az a 4.8 ábrán is látható. Hasonló módon lehet megadni a Rayleigh-lognormál és a Riceeloszlásra is, ahogy az a 4.9 és 4. ábrákon látható. 99,9 % 3 4 5 6 7 99 % 8 9 9 % 3 4 5 5 % % %, % 4 db 3 db db db db db 4.9 ábra Kumulatív Rayleigh-lognormál eloszlás λ D -vel paraméterezve
- - 3 4 5 6 7 8 9 46 8 99,9 % 99 % 9 % 5 % % %, % 3 db db db 4. ábra Kumulatív Rice-eloszlás c-vel paraméterezve db db Az eredõ eloszlás szemléltetése a 4. ábrán látható, ahol a P > a valószínûség a fekete a nem fekete intervallumok átlagos arányával jellemezhetõ. Jelszint [db] a t 4. ábra Az eredõ fadingeloszlás szemléltetése
.4. A mobil csatornák típusai és paramétereik A korábbiakban bevezetett ϕ(',') ν τ idõ-frekvencia korrelációs függvénybõl két fontos adat függvényt származtattunk a Φ ( f ') fadingspektrumot és a qt (') késleltetés sûrûségfüggvényt, melyeket két paraméterrel lehet jellemezni A fadingspektrum esetén ez a két paraméter az átlagos Doppler-csúszás + f'( φ f') df' f ' = + φ(') f df' és a Doppler-szórás B F = + ( f) + ' φ( f') df' φ(') f df' ' ( f ) míg a késleltetés sûrûségfüggvény esetében az átlagos késleltetés + tq '(') t dt' t ' = + qt (') dt' és a késleltetés szórás T F = + ( t' ) + q(') t dt' qt (') dt' ( t ) '. A késleltetés szórás tipikus értékeit a 4. táblázatban foglaltuk össze. hely épület <, msec nyílt terep <, msec külváros <,5 msec város < 3 msec T F 4. táblázat A késleltetés szórás tipikus értékei
T F A fenti paraméterek alapján a rádiócsatornákat két nagy csoportba oszthatjuk. Idõben diszperzív csatorna ha Ts<< TF ; W >> ; de B F << T Frekvenciában diszperzív csatorna ha T F W << B F ; Ts >> de T F <<, B W ahol T s a szimbólumidõ, W pedig a jel sávszélessége. A korábbiaknak megfelelõen az ún. koherencia sávszélesség, amely elsõsorban szimbólumok közötti áthallás esélyérõl ad felvilágosítást. Többutas terjedés A mobil rádiórendszerekben központi kérdés a rádiócsatorna megfelelõ leírása. Az elõzõ fejezetben megvizsgáltuk miként képezhetjük le az ideális idõinvariáns szûrõnek tekinthetõ rádiócsatornát az alapsávba. Ugyanakkor a rádiócsatorna valós fizikai tulajdonságaiból adódó hatások figyelembe vétele is vizsgálódásunk tárgyát kell képezze. A rádiócsatornában nyilvánvalóan az adó és a vevõ között a jel a különféle tereptárgyakon és a talajon való reflexiók következményeképpen egyszerre több úton is terjed. Amennyiben akár a mobil, akár valamelyik tereptárgy mozog, úgy a vevõ számára a rádiócsatorna idõinvariánssá válik. Ezért ebben a fejezetben tovább közelítve vizsgálatainkat a valós élethez a többutas terjedés fizikai modelljére koncentrálunk. 3. Az alapmodell Minden modell elsõdleges célja a fizikai világ azon jelenségeinek egyszerûsített leírása, melyek érdemi hatással bírnak vizsgálatunkra. A mobil rádiócsatorna esetében az alapmodell a bázisállomás és a mobil vevõ között a rádiójelet ért hatásokat foglalja magában, ahogy azt a 4. ábra mutatja. F s m = Bázisállomás 3 n = N m n = m = M Mobil állomás 4. ábra A mobil rádiócsatorna alapmodellje
Az alapmodellben a bázisállomástól ún. fõ terjedési útvonalakon halad a jel addig, amíg valamilyen tereptárgynak ütközve szóródik. Ezután a szóródott, ún. mellék terjedési útvonalakon jut - természetesen egyszerre több irányból is - a mobil vevõbe. A jel valamennyi útvonalon az útvonaltól függõ csillapítást és késleltetést szenved. A modellben fontos szerepet kap a mobil mozgásából adódó Doppler-csúszásnak nevezett frekvenciaeltolódás, melynek számításához figyelembe kell vennünk a mobil sebességét, a mozgás és a hullámterjedés iránya által bezárt szöget, valamint a vivõfrekvenciát. Legyen az ekvivalens alapsávi jelünk a következõ s ekv E () t = at () e 3 T A= $ s jϕ () t ahol E s a szimbólumenergia, T a szimbólumidõ, a(t) a jel amplitúdója, ϕ () t a fázisa és a jel amplitúdóját önkényesen, de a kapott eredmények általánosságát semmiben sem korlátozva egynek választjuk. Ekkor a vivõfrekvenciás jel az alábbi módon írható fel { } st () = Re s+ () t = at ()cos( π f t+ ϕ()) t. Vezessük be a következõ jelöléseket m fõ terjedési útvonal sorszáma (m=,...,m) n mellékútvonal sorszáma (n=,...,n M ) r mn( t) α mn τ mn a csillapítási tényezõ a késleltetés f mn a Doppler-csúszás fv cos c v a mobil sebessége ψ mn c a fénysebesség, az mn útvonalon haladó jel a vevő helyén ψ mn a mozgás és a hullámterjedés iránya által bezárt szög f vivõfrekvencia Az alapmodell és a fenti jelölések alapján az mn útvonalon érkezõ jel komplex elõburkolója az alábbi módon írható fel ( ) mn r () t = α s ( t τ ) e e + mn m n ekv m n j π f t τ j π f mnt amibõl a mobil vevõ helyén a vett jel komplex elõburkolója a valamennyi lehetséges útvonalra való összegzés segítségével állítható elõ M N m rt () = α s ( t τ ) e + m = n= mn ekv mn jπ f ( t τ ) + jπ f t Ha az mn útvonalon haladó jel τ késleltetése független a mellékútvonaltól, mn mn, mn.
azaz a szóródás után az egyes mellékutakon közel azonos hosszúságú utat tesz meg a vevõig, vagy csak olyan kis mértékben tér el az egyes utakon, hogy a változás a szimbólumidõhöz képest kicsi, akkor az m-dik fõútvonalat tartalmazó valamennyi adóvevõ útvonal késleltetése jó közelítéssel amiből T m = N m M N n= τ, mn m jπ ft jπ fτmn + jπ fmn t r+ () t = sekv ( t Tm ) e α mn e m= n = 444444443 z () t alakban írható fel. Bevezetve a mellékútvonal-független komplex z () m t szorzófaktort, valamint alkalmazva a komplex elõburkoló és az alapsávi ekvivalens közötti összefüggést, a komplex alapsávi ekvivalensre az alábbi kifejezés adódik 4. Mérési feladatok M r () t = s ( t T ) z () t. ekv ekv m m m=. Állítsa össze az azonoscsatornás interferencia méréséhez szükséges elrendezést és figyelje meg a vett jel minőségét az interferáló jel teljesítmény növelésének függvényében.. Állítsa össze a szomszédcsatornás interferencia méréséhez szükséges elrendezést és figyelje meg a vett jel minőségét az interferáló jel teljesítmény növelésének függvényében. 3. Állítsa össze az intermodulációs torzítás méréséhez szükséges elrendezést és figyelje meg a vett jel minőségét az interferáló jel teljesítmény növelésének függvényében. Az interferáló jel f +6 Hz frekvenciájú legyen. A teszter által kibocsájtott jel f. 4. Figyelje meg a fading szimulátor által előállított zavar hatásait a vett jelen, melynek paramétereit a szimulátorhoz kapcsolt számítógépen lehet változtatni. 5. Ellenőrző kérdések. Milyen interferencia típusok léphetnek fel a vezetnéknélküli távközlésben? Hogyan lehet ellenük védekezi?. Milyen fading jelenségeket ismer? Hogyan alakulhatnak ki? 3. Házi feladat benyújtása!! 6. Házi feladatok. Számítsa ki az intermodulációs torzításhoz szükséges lehetséges összes frekvenciát 6 Hz távolságig amivel elő lehet idézni intermodulációs zavart.. Állítsa össze rajzban az inerferencia és modulációs zavarok mérésére szolgáló N m
elrendezést. A maximálisan rendelkezésre álló berendezések: db GSM teszter (HP 89 H) db jelgenerátor (HP 8657 B), db jelgenerátor GMSK opcióval (HP 8657 op..) db csatornaszimulátor (HP 83E), Kábelek, teljesítményösszegzők. 7. Hivatkozások [] Dr. Pap László: Mobil hírközlés alapjai előadás jegyzet [] Szekeres Béla: Mobil hírközlő rendszerek előadás jegyzet