Miskolci Egyetem. Gépészmérnöki és Informatikai Kar. Elektrotechnikai-Elektronikai Intézeti Tanszék. Villamosmérnöki szak

Átírás

1 Miskolci Egyetem Gépészmérnöki és Informatikai Kar Elektrotechnikai-Elektronikai Intézeti Tanszék Villamosmérnöki szak Elektronikai tervezés és gyártás szakirány Egyfázisú inverter tervezése távfelügyelettel, vezeték nélküli kommunikációval Szakdolgozat Rakovszky Zoltán ND9CFU

2 KÖSZÖNETNYILVÁNÍTÁS Köszönetet mondok konzulensemnek: Dr. Kovács Ernő, egyetemi docens (Elektrotechnikai- Elektronikai Intézeti Tanszék) 2

3 Miskolc Egyetem Gépészmérnöki és Informatikai Kar Villamosmérnöki szak 2015-VEE-BVE-ND9CFU Elektronikai tervezés és Elektrotechnikai-Elektronikai gyártás szakirány Intézeti Tanszék SZAKDOLGOZAT FELADAT Rakovszky Zoltán G4BVE tanulókör, Neptun kód: ND9CFU BSc villamosmérnök jelölt részére A tervezés tárgyköre: Mikrovezérlők, teljesítményelektronika, LabView A feladat címe: Egyfázisú inverter tervezése távfelügyelettel, vezeték nélküli kommunikációval A feladat részletezése: 1. Tanulmányozza a feszültség- és áraminverterről táplált aszinkron motoros hajtásokat, a szinuszos inverterek megvalósítási lehetőségeit! 2. Tervezzen egy egyfázisú frekvenciaváltós invertert aszinkron motorhoz az alábbi paraméterekkel: U/f (fluxus) szabályozás, 230V, 1.1kVA, a frekvencia változzon 5-50 Hz tartományban! 3. Dolgozzon ki egy vezetéknélküli kommunikáción alapuló monitoring rendszert LabView alkalmazásával! 4. Tervezze meg és tesztelje a rendszert laboratóriumi körülmények között (a megvalósítása elfogadott a próbapanelen megépített megoldás is)! Tervezésvezető: Dr. Kovács Ernő, egyetemi docens Konzulens:* Elektrotechnikai-Elektronikai Intézeti Tanszék A szakdolgozat kiadásának időpontja: szeptember 11. A szakdolgozat beadásának határideje: november 20. Miskolc, szeptember 11. Dr.Blága Csaba egyetemi docens 3

4 tanszékvezető *opcionális 1. A szakdolgozat módosítása: szükséges (a módosítást külön lap tartalmazza) nem szükséges (a megfelelő rész aláhúzandó) Miskolc, tervezésvezető aláírása 2. A tervezést ellenőriztem (1) (2) (3) (4) tervezésvezető aláírása 3. A szakdolgozat beadható nem adható be Miskolc, konzulens aláírása tervezésvezető aláírása 4. A szakdolgozat szövegoldalt, db rajzot, egyéb mellékletet tartalmaz. 5. A szakdolgozat bírálatra bocsátható nem bocsátható A bíráló neve:.. Miskolc, tanszékvezető aláírása 6. Osztályzat: a bíráló javaslata:.... a tanszék javaslata:.... a Záróvizsga Bizottság döntése:.... Miskolc,... a Záróvizsga Bizottság elnökének aláírása 4

5 Eredetiségi nyilatkozat Alulírott Rakovszky Zoltán (Neptun kód: ND9CFU) a Miskolci Egyetem Gépészmérnöki és Informatikai Karának végzős Villamosmérnöki szakos hallgatója ezennel büntetőjogi és fegyelmi felelősségem tudatában nyilatkozom és aláírásommal igazolom, hogy az Egyfázisú inverter tervezése távfelügyelettel, vezeték nélküli kommunikációval című szakdolgozatom saját, önálló munkám; az abban hivatkozott szakirodalom felhasználása a forráskezelés szabályai szerint történt. Tudomásul veszem, hogy plágiumnak számít: - szószerinti idézet közlése idézőjel és hivatkozás megjelölése nélkül; - tartalmi idézet hivatkozás megjelölése nélkül; - más publikált gondolatainak saját gondolatként való feltüntetése. Alulírott kijelentem, hogy a plágium fogalmát megismertem, és tudomásul veszem, hogy plágium esetén a szakdolgozat visszavonásra kerül. Miskolc, Hallgató aláírása 5

6 Tartalomjegyzék 1. Bevezetés Inverteres hajtások Az aszinkron gépek fordulatszám változtatásának lehetőségei Feszültséginverterről táplált aszinkron motoros hajtások Egyszerű feszültséginverter PWM feszültséginverter Áraminverterről táplált aszinkron motoros hajtások Tirisztoros áraminverter GTO-s áraminverter IGBT-s áraminverter Vezérlési technikák egyfázisú aszinkron motor inverterekhez Szinuszos impulzus szélesség moduláció (SPWM) Szinusz jel szoftveres előállítása Három fázisú szinuszos PWM szoftveres előállítása Két-pont szabályozásos vezérlés Egyfázisú aszinkron motor inverterek Egyfázisú aszinkron motorok felépítése Szinuszos PWM vezérlés egyfázisú motorok esetén Inverteres hajtások tervezési megfontolásai Egyenirányítók szűrő áramkörei Induktív szűrő Kapacitív szűrő LC szűrőkör Kapacitív szűrő tervezése inverterhez Vezérlőjelek illesztése feszültséginverterekhez Félvezetők teljesítmény igénybevételei Inverteres hajtások védőáramkörei Túláram elleni védelem Hálózati áramcsúcsok elleni védelem Nyomtatott áramkör tervezési szempontjai A tervezett inverter felépítése

7 4.1 Tápegységek Aktív hűtés Áram érzékelés Feszültség érzékelés Monitoring alkalmazása az inverteres hajtásokban NRF24L01 vezeték nélküli kommunikációs eszköz RX mód Tx mód Átviteli sebesség Teljesítmény erősítő SPI kommunikáció SPI regiszter írási művelet SPI regiszter írási művelet Vezeték nélküli információ átvitel megvalósítása A vevő áramkör felépítése Tesztelési eredmények STGIPS20C60T-H Vezérlő jelek Jelfeldolgozás Mellékletek

8 1. Bevezetés Az élet minden területén találkozunk villamos hajtásokkal, melyek meghatározó szerepet töltenek be a mindennapjainkban. A villamos hajtások által felhasznált energia a világon felhasznált elektromos energia 30-35%-át teszik ki, ezért fontos a minél kedvezőbb alkalmazások használata. Az egyik legelterjedtebb villamos gép az aszinkron motor. Ez annak köszönhető, hogy nem tartalmaz kommutátor, szénkefe párost a DC motorokkal ellentétben, melyek a leggyakoribb meghibásodási források. Sok alkalmazás esetén a motor több munkapontban üzemel, viszont az egyes munkapontok jelentősen eltérnek egymástól. Ezért alapkövetelmény, hogy a villamos motorok különböző terhelések esetén is jó hatásfokkal tudjanak üzemelni. Ilyenkor megfelelő táplálás esetén villamos energiát takaríthatunk meg. Az igényeknek megfelelően több aszinkron motoros hajtás terjedt el. Egyik klasszikus megoldás a váltakozó áramú szaggatóról táplált aszinkron motoros hajtás. Előnye, hogy egyszerű és üzembiztos megoldást kínál. Hátránya viszont, hogy kis fordulatszámú üzem esetén a terhelhetősége a melegedés hatására jelentősen csökken. Ennél hatékonyabb megoldást kínálnak az inverteres hajtások, más néven váltóirányítók. Az inverterek váltakozó feszültségből -egyenirányítás után- váltakozó feszültséget, illetve áramot állítanak elő, így lehetőséget nyújtva a tetszőleges amplitúdó és frekvencia előállítására. Ha a frekvenciát és az amplitúdót egyenes arányban változtatjuk, állandó fluxust hozhatunk létre. Állandó fluxus esetén a motor különböző fordulatszámok esetén is le tudja adni a névleges nyomatékát. A mai technológia igényeinek megfelelően szükség van olyan módszerek alkalmazására, melyek segítségével a motor különböző paramétereit üzem közben vizsgálni tudjuk. Komplex ipari folyamatok esetén nagy mennyiségű villamos motort alkalmaznak, melyek vezetékes monitoring hálózat esetén jelentős vezeték halmazokat alkotnak (kivéve busz-rendszerű megoldás esetén, amely azonban költség igényesebb). Mára viszont jelentős fejlődésen esett át a vezeték nélküli ipari kommunikáció. Ezeket egyre nagyobb mértékben alkalmazzák az iparban is, mert egyszerűbb, költséghatékonyabb megoldást kínálnak a vezetékes protokollokkal szemben. Az ilyen eszközök működési frekvenciája jóval meghaladja a villamos gépek működési frekvenciáit, ezért zavarvédelmi szempontból is kedvezőbb megoldást nyújtanak. Szakdolgozatom egyik célja az energetikai szempontból minél kedvezőbb villamos hajtások vizsgálata az egyfázisú aszinkron gépek számára. 8

9 2. Inverteres hajtások 2.1 Az aszinkron gépek fordulatszám változtatásának lehetőségei Az aszinkron gépek generátoros és motoros üzemben egyaránt működhetnek. Motoros üzemben az állórészbe táplált villamos energiát alakítjuk át a motor tengelyén kivehető mechanikai energiává. Generátoros üzem esetén, a tengelyen viszünk be mechanikai energiát és az állórész tekercselésén keresztül villamos energiát nyerhetünk. A három fázisú aszinkron motor állórészében hornyolt vasmag helyezkedik el, amely dinamólemezekből épül fel. A hornyokban háromfázisú tekercselés található. A forgórész lehet csúszógyűrűs, illetve kalickás felépítésű. Kisebb teljesítmények esetén (<10kW) a kalickás forgórész a jellemző. Az állórész tekercseinek csatlakozási pontjait általában kivezetik, így egyaránt csillagba és deltába is kapcsolhatók. Ha az állórész tekercs kivezetéseire háromfázisú szinuszos feszültséget kapcsolunk, forgó mágneses mező jön létre. A forgó mező a rövidrezárt forgórész tekercselésében feszültséget indukál. A feszültség hatására egy I2 áram indul meg, amely nyomatékot eredményez és a forgórész forogni kezd. Ez alapján az aszinkron motorokat indukciós gépeknek is nevezik. Ha a forgórész elérné a szinkron fordulatszámot, megszűnne az indukáló hatás és a motor forgása leállna. Ennek következtében a forgórész fordulatszáma motoros üzemben mindig kisebb, mint a forgó mező fordulatszáma. A motor fordulatszáma és a forgó mágneses mező fordulatszáma közötti eltérést a slip adja meg. A slip s = n 1 n és n1 = f 1 n 1 p (2.1),ahol n1 a forgó mező fordulatszáma és n a motor fordulatszáma. [1] kifejezzük a motor fordulatszámát, akkor az alábbi összefüggéshez jutunk. Ha a képletből n = f 1 (n 1) (2.2) p A képletből megállapítható, hogy az aszinkron motorok fordulatszámának változtatása a hálózati frekvencia, illetve a póluspárok számának változtatásával lehetséges. A póluspárok számának változtatása speciálisan készített motor esetén Dahlander kapcsolóval állítható, viszont nem biztosít folyamatosan változtatható fordulatszámot. Kézenfekvőbb megoldást kínál az állórész frekvenciájának változtatása, melyet különböző félvezető elemekből felépülő kapcsolásokkal valósítanak meg. A változtatható 9

10 fordulatszámú hajtásokat általában frekvenciaváltóról működtetjük, mert legalább két független változóra van szükség az energiatakarékos fordulatszám szabályozás megvalósításához. Az aszinkron gépek optimális vezérlése csak az állórészre jutó feszültség amplitúdójának és frekvenciájának együttes változtatásával biztosítható. A feszültség amplitúdójának változtatására azért van szükség, mert állandó fluxust kell biztosítani a gép közel veszteségmentes vezérlésének szempontjából. Ha a motor állórészére jutó feszültség amplitúdóját és frekvenciáját egyenes arányban változtatjuk, a fluxus állandó marad, így a nyomaték sem változik. Ezt az üzemi állapotot állandó fluxusú üzemi tartománynak nevezzük. A fluxus ennek értelmében, és a nyomaték Ψ = U 1 f 1 = állandó (2.3) M = Ψ 2 = U2 f 2 (2.4) M MB Mi 1 s 0 -s - n 0 0,25 0,5 0,75 1 1,25 1,5 n féküzem motorüzem generátorüzem MBG Aszinkron gép üzemi tartományai [1] Az 1. ábrán az aszinkron gép nyomatéka látható a fordulatszám függvényében. Motoros üzem esetén a billenőnyomaték (MB) a legnagyobb nyomaték, amelyet a motor a tengelyén keresztül le tud adni. Ha a terhelés értéke meghaladja a billenőnyomatékot, a motor megáll és az állórész árama jelentősen megnövekszik. Ezt az üzemállapotot kerülni kell, mert a tekercselés nagy áramoknak van kitéve. Másik probléma, hogy a tekercselés hőmérséklete a nagy veszteségek hatására jentősen megnövekszik, ami a tekercselés sérülését és a motor tönkremenetelét okozhatja. [2] 10

11 A 2. ábrából kiderül, ha az állórész frekvenciáját a névleges érték fölé emeljük, a telítődés miatt a nyomaték a frekvencia négyzetével fordított arányban csökken, ezért a Ψ fluxust állandó értéken kell tartani. Mivel a közbenső egyenfeszültség nem növelhető minden határon túl, ha tovább növeljük a frekvenciát, a fluxus csökkenni kezd. Ezt az üzemi tartományt mezőgyengítési tartománynak nevezzük. [3] Mb Mn f1 In f n b U 1=U n f1k f1 Állandó fluxus (S1=Sn) Mezőgyengítés (Sb S1 Sn) f1 Mezőgyengítési tartomány [3] 2.2 Feszültséginverterről táplált aszinkron motoros hajtások Feszültséginverteres hajtásokról beszélünk, ha az inverter bemenetére jutó feszültség csak kis mértékben függ a rajta keresztül folyó áramtól. Az invertereket csoportosíthatjuk a fázisszám, kommutáció típusa, illetve a félvezető eszközök típusai alapján. A feszültséginverteres hajtások esetén két alapvető alkalmazást különböztetünk meg: - egyszerű feszültséginverterek - PWM feszültséginverterek Mindkét alkalmazás esetén szűrőkört alkalmazunk az egyenirányító és az inverter között, melynek kettős szerepe van. Simítja a lüktető egyenirányított feszültséget és csökkenti a bemeneti áram felharmonikus tartalmát, ezzel megelőzve a hálózati zavarokat. A legáltalánosabb inverter típusok a kétszintű inverterek. Ezek segítségével a motor fázisai az egyenirányított feszültség pozitív, illetve negatív táppontjára is kapcsolható. [3] 11

12 2.2.1 Egyszerű feszültséginverter Egyszerű feszültséginverterek esetén az inverter bemenetére jutó feszültség amplitúdóját közvetlenül tirisztoros szaggatóval, vagy egyenirányítás után egy DC-DC konverterrel szabályozzuk. Az inverter csak a frekvencia változtatásáért felelős. áramirányító L T 1 T 3 T 5 U e/2 C 1 Q 1 D 1 Q 3 D 3 Q 5 D 5 R S T U e C 1 = C 2 U a U b U c IM T 2 T 4 T 6 -Ue/2 C 2 Q 2 D 2 Q 4 D 4 Q 6 D 6 Egyszerű feszültséginverter [6] Ebben az alkalmazásban az egyenirányító híd tirisztorokból épül fel, így a közbenső egyenfeszültség értékét az α gyújtásszög változtatásával érhetjük el. Az L folytótekercs megakadályozza a hírtelen áramváltozásokat. A két kondenzátor feszültségosztót képez, így a motor fázisaira Ue/2 és - Ue/2 feszültség kapcsolható a megfelelő tranzisztorok vezérlésével. A fázisfeszültségek a 0 ponthoz képest rendre Ua, Ub, Uc. A Q1 nyitásának és Q2 zárásának hatására Ua = Ue/2. Ha Q1 zár és Q2 nyit, akkor Ua = -Ue/2. Egyfázisú motorok esetén a fázistoló kondenzátor elhagyható, ha az egyes fázisok vezérlését 90 o -os szögeltéréssel végezzük. A motor vonali feszültségei a következők, Uab = Ua0 Ub0 Ubc = Ub0 Uc0 Uca = Uc0 Ua0 ahol Ua0 = Ua + U0 ; Ub0 = Ub + U0 ; Uc0 = Uc + U0 Ua0+ Ub0+ Uc0 U0 = 3 (2.5) 12

13 Az alábbi ábrán egy egyszerű feszültséginverter vonali és fázis feszültségei láthatók. U 90 o U e/2 0 π/2 π 3π/2 2π w 1 t U 0 π/2 π 3π/2 2π w1 t U 0 π/2 π 3π/2 2π w1 t U a) fázisok kivezetéseinek feszültségei U e 0 π/2 π 3π/2 2π w1 t b) vonali feszültségek Általánosítva a motor feszültség vektorai Egyszerű feszültséginverter feszültségei [6] U = U e jπ 3 k1, ahol k1 = 0,1,2,3,4,5 (2.6) Az UVII-es állapot csak üzemzavar esetén jöhet létre, ilyenkor mindhárom fázis pozitív feszültségre van kötve. A motor forgásirányának változtatása egyszerűen 13

14 kivitelezhető bármely két fázis vezérlésének felcserélésével. Ha a kapcsolást egy energia elnyelő ellenállással is kibővítjük, akkor a generátoros fékezés is megvalósítható. Ilyenkor 4/4-es hajtást kapunk. Ebben az üzemben viszont az áramirányítók csak tirisztorosak lehetnek. [6] U a Ψ a Re x a w 1 Ψ a Ψ 1 A U a U I U VI j U II 0 U IV B t = 0 π/2 0 π/2 I 1a π 3π/2 w 1 t b U III U IV c a) b) Egyszerű inverteres hajtás [3] a. vektorábra b. fázisfeszültség és fluxus időfüggvény Egyszerű inverteres táplálás esetén a névleges teljesítmény értékét a melegedés miatt 10-15%-al csökkenteni kell. Önszellőző motorok esetén kis fordulatszámon még tovább kell csökkenteni, mivel a motor tengelyén található ventilátor nem tudja ellátni megfelelően a szerepét. Így a motor terhelhetősége jelentősen csökken. Másik hátránya az egyszerű feszültség inverteres táplálásnak, hogy nyomatéklüktetéseket okoz, így kis frekvenciákon a motor forgása bizonytalanná válhat. Az egyszerű feszültség invertereket a fent említett okok miatt ma már ritkán alkalmazzák. Másik hátrány az áramirányítók okozta jelentős teljesítmény tényező romlás, amely a hálózatban jelentős felharmonikusokat hoz létre. A teljesítménytényező javítható, ha a tirisztorok helyett diódákat használunk és a közbenső egyenfeszültség változtatására DC/DC átalakítót alkalmazunk. Az egyenirányító híd és a DC/DC átalakító közé PFC (teljesítménytényezőjavító) áramkört is illeszthetünk. Ez egy Boost konvertert tartalmaz, amely a hálózati áram értékét a feszültséghez igazítja, így javítva a teljesítménytényező értékét. 14

15 2.2.2 PWM feszültséginverter A PWM feszültséginverterek az egyenirányított feszültségből állítják elő közvetlenül a vezérlő feszültséget. A vezérlőjel impulzus szélesség modulációval állítható elő, így lehetőséget nyújtva a tetszőleges amplitúdó és frekvencia előállítására. U e/2 C 1 Q 1 D 1 Q 3 D 3 Q 5 D 5 C 1 = C 2 U a U e U b U c IM -Ue/2 C 2 Q 2 D 2 Q 4 D 4 Q 6 D 6 Kétszintű PWM feszültséginverter [3] A kapcsolás megegyezik az egyszerű feszültséginverteres hajtás kapcsolásával. A különbség annyi, hogy a közbenső egyenáramú kör előállítására tirisztorok helyett nagy teljesítményű egyenirányító diódákat alkalmaznak. A térvektor ebben az esetben is 7 állapotot vehet fel. Egy fázisra jutó feszültség alapharmonikus frekvenciáját egy fél periódus alatt az impulzusok száma, az alapharmonikus feszültségének effektív értéket pedig a kitöltési tényező szabja meg. Mivel az egyenáramot előállító kör nem képes energia fogadására, ezért a közbenső körbe egy impulzus vezérelt energia elnyelő ellenállást kell beiktatni, amely generátoros üzemben a termelt energiát hővé alakítja. [3] 2.3 Áraminverterről táplált aszinkron motoros hajtások Tirisztoros áraminverter Az áraminverterek árama nagy terhelések esetén is kis mértékben változik. Ezt a feltételt az egyenáramú kör és az inverter közé kapcsolt folytótekercs biztosítja. Az egyenáramú kör és az inverter között az áram, 15

16 il = 1 L U L(t)dt (2.7) A képlet értelmében a tekercsen az áram ugrásszerűen nem változhat meg, így a folytótekercs meggátolja a hírtelen áramváltozásokat. áramirányító L T 1 T 3 T 5 R D pa D pb D pc S T Ue IM D na D nb D nc T 2 T 4 T 6 Tirisztoros áraminverter [4] Az ábrán látható inverter fázissorrend kommutációval működik. Az áramot vezető tirisztor oltásáról a következő tirisztor gyújtása gondoskodik, így az oltás közvetett módon következik be. A tirisztorokkal sorba kapcsolt diódák meggátolják a kondenzátorok kisülését a kommutáció során. A kommutációs folyamat nagyságát a kondenzátor és a motor Ltr tranziens induktivitása határozza meg. Az L folytótekercs nagyságát a motor paraméterei határozzák meg. Ennek alapján a hajtás csak azt a motort képes üzemeltetni, amelyhez tervezve lett. A hajtás előnye a feszültséginverterekkel szemben, hogy áram visszatáplálásos üzem esetén nem igényel külön áramirányítót, mivel tirisztorokat tartalmaz. A tirisztoros áraminverterek esetén a PWM moduláció nem előnyös, mivel az áramkör hosszú kommutációs folyamatokkal rendelkezik. [4] 16

17 2.3.2 GTO-s áraminverter Az áraminverterek esetén a kommutációt úgy kell elvégezni, hogy az áramvezetés ne váljon szaggatottá. A motor tekercselésén folyó áramok megszakadását a csillagba kapcsolt kondenzátorok gátolják meg. Az áraminverter kisebb felharmonikus áramot hajt a motor felé, mint a feszültséginverter. Ez annak köszönhető, hogy a C kondenzátor a motor induktivitásával együtt LC szűrőt képez. A kondenzátor méretezésénél fontos szempont a motor induktivitása. A kondenzátor reaktanciájának sokkal kisebbnek kell lennie, mint a motor impedanciája, így 1 Xcvmin = 2π fv min C << Zvmot (2.8) Xc1= Z 1mot Z vmot f vmin f 1max (2.9) f1max << fr << fvmin (2.10) ahol f1max az alapharmonikus értéke, fvmin az első jelentős felharmonikus értéke. A képletből látható, hogy ezen hajtás nehezen alkalmazható szélessávú fordulatszám változtatás esetén, mivel a frekvencia erősen behatárolt. [6] IGBT-s áraminverter Az IGBT sok alkalmazás esetén előnyös megoldást nyújt, mivel együttesen tartalmazza a MOSFET és teljesítmény tranzisztorok előnyeit. Nagy bemeneti impedanciával rendelkezik, alacsony veszteség jellemzi és a kapcsolási idők is kedvezőbbek, mint a tranzisztorok esetében. Egyetlen hátránya, hogy ~10 V-nál nagyobb záró irányú feszültséget nem tud elviselni. [5] Ez különösen motorvezérlő alkalmazások esetén hátrányos, mivel a tekercsekben felhalmozott mágneses energia nagy záró irányú áramcsúcsokat eredményez. Ezért az IGBT-s alkalmazások esetén sorba kapcsolt nagyáramú diódákat alkalmaznak ennek kivédésére. A szivárgási áramok bizonytalansága miatt gyakran alkalmaznak az IGBT-kel ellenpárhuzamosan kapcsolt diódákat. [3] A kondenzátorok ebben az esetben is a szaggatott áramvezetést gátolják meg. 17

18 AC/DC IM IGBT-s áraminverter [3] 2.4 Vezérlési technikák egyfázisú aszinkron motor inverterekhez Szinuszos impulzus szélesség moduláció (SPWM) Az ábrán egy félhidas inverter látható. A két kondenzátor egy feszültségosztót képez, így a középleágazáshoz képest a feszültség Ue/2 és Ue/2. U e/2 Q 1 D 1 U e U 0 Ue/2 Q 2 D 2 Félhidas inverter [5] A vezérlő feszültség egyik előállítási lehetősége, ha egy állandó vivőfrekvenciájú, bipoláris, szimmetrikus háromszög jelet változó feszültségű és frekvenciájú szinusz jellel komparálunk. A két jel metszéspontjai határozzák meg a vezérlő jel értékét. Ha a szinusz jel pillanatértéke nagyobb, akkor a Q1-es tranzisztor vezet. Ebben az esetben a terhelésen a feszültség Ue/2. Ha a háromszög jel pillanatértéke nagyobb, akkor a Q2-es tranzisztor vezet, ekkor a terhelésen a feszültség értéke Ue/2. Vigyázni kell, hogy a két félvezető elem ne kapcsoljon egymásra, ezért a két kapcsolás között holtidőt kell biztosítani. Ha a két elem egyszerre vezetne, zárlat következne be, amely a kapcsolóelemek tönkremenetelét okozná. A holtidőben szabad utat kell biztosítanunk a motor tekercseiben 18

19 tárolt energia leadására. Ezt a problémát a kapcsolóelemekkel ellenpárhuzamosan kapcsolt diódák oldják meg. Az előző fejezetben a 6. ábrán ismertetett kapcsolás vezérléséhez három különböző, egymáshoz képest 90 o -al eltolt szinusz jellel kell komparálni a háromszög jelet. Így három PWM modulált szinusz jelet kapunk, melyek egymáshoz képest 90 o -os szögeltéréssel rendelkeznek. Ilyen fajta vezérlést az egyfázisú aszinkron motorok esetén alkalmaznak, melynek elmélete a 2.5-ös pontban részletesen kifejtésre kerül. Ha az előállított jel felharmonikusait LC szűrő segítségével kiszűrjük, az eredeti szinusz jeleket kapjuk vissza. Vizsgáljuk meg a komparálni kívánt jeleket, milyen szempontok alapján célszerű létrehozni. A vivő és a modulációs jel frekvencia viszonyát modulációs faktornak nevezzük, ahol fv a vivő, fc a moduláló frekvencia. mf = fv fc (2.11) A modulációs faktornak meghatározó szerepe van a felharmonikus áramok szempontjából, így minél nagyobb az m értéke, annál kisebb felharmonikus áramok alakulnak ki. Ha mf > 20, akkor nem szükséges szinkronizálni a vivő és a moduláló jelet egymáshoz, mert a szubharmonikusok elhanyagolhatók, az alapharmonikus értéke pedig nem függ a két jel közötti fázisszögtől. [6] Másik fontos tényező a vezérlés szempontjából az amplitúdó modulációs index: ma = Ucmax Utmax (2.12) Az amplitúdó modulációs index esetén az ma <1 feltételnek teljesülnie kell. Ellenkező esetben a kimeneti feszültség effektív értéke nem lesz arányos a moduláló jellel.[6] Az alábbi szimuláció egy félhidas inverter vezérlő jeleit szemlélteti. PWM inverter vezérlése 19

20 A terhelésen a feszültség középértéke: U0k = 1 T U 0(t)dt (2.13) A képletből következik, hogy egy periódus esetén a feszültség középértéke:,ahol U0k = 1 [T T 1 ( U e ) + T 2 2 ( U e ) + T 2 1 ( U e )] = 1 2 T (U e )(T2-2T1) (2.14) 2 T1= T (1 U c )T2= T (1 + U c ) (2.15) 4 U Tmax 4 U Tmax U0k = U e 2U Tmax U c max sinωt (2.16) A képletben U c a moduláló frekvencia. Ha U c = UCmax sin ωt szerint változik, akkor a középérték a szinusz függvénnyel arányosan változik. [7] A maximális effektív érték nem lehet nagyobb a bemeneti feszültség értékétől. A motor forgásiránya bármely két fázis vezérlésének felcserélésével megvalósítható. A legkisebb m-2 rendszámú felharmonikus frekvenciája: fm-2 = fv 2f1 (2.17) A képletből látható, hogy a nyomatéklüktetések jelentősen csökkennek elég nagy vivőfrekvencia esetén, amely előny az egyszerű feszültséginverteres hajtásokkal szemben. [6] Szinusz jel szoftveres előállítása A szinusz jelek előállításának egyik lehetősége, hogy szoftveres úton hozzuk létre őket. Mikrovezérlők esetén egy N elemű táblázatban tároljuk a szinusz jel diszkrét értékeit. Ezeket az értékeket egy időzítő megszakításának hatására egymás után kiolvassuk. A jel frekvenciáját az időzítő szoftveresen beállított értéke határozza meg. Ebben az esetben a frekvencia: fszinusz = 1 N időzítő értéke (2.18) 20

21 Az alábbi C nyelven megírt program egy ilyen megvalósítást szemléltet. const unsigned int sinewave[] // 256 elemű diszkrét szinusz jel értékei táblázatban {0x80,0x83 0x73,0x76,0x79,0x7c}; unsigned int sine; while(1) { for(i=1;i<256;i++) // értékek kiolvasása és összehasonlítása { sine = sinewave[i] } } A digitális jelet egy D/A átalakítóval analóggá konvertálhatjuk. Ebben az esetben a jel közvetlenül egy műveleti erősítős komparátorra kerülhet. Egyszerű megoldást kínál a Microchip cég MCP4921-es D/A átalakítója, amely SPI protokollon keresztül kommunikál a mikrovezérlővel. MCP4921-es típusú 12 bites DAC [20] Három fázisú szinuszos PWM szoftveres előállítása A mai digitális elektronika fejlődésének köszönhetően pontosabb megoldás a szinuszos PWM szoftveres előállítása. A digitális jelprocesszorok (DSP) nagyszámú matematikai művelet elvégzésére képesek, jó hatásfokkal és gyors számítási időkkel rendelkeznek. Hatékony megoldás a szinuszos PWM előállítására digitális jelprocesszort használni. Az alábbi példában egy ilyen célra megírt algoritmus látható STM32 típusú DSP-re. 21

22 /***********************Szinusz táblázat generálás**********************/ for(i = 0; i < size+1; i++) { sintable[i]=(arm_sin_f32(2*pi*i/size)+1)/2; if(sintable[i]>0.99) {sintable[i]=0.99;} if(sintable[i]<0.01) {sintable[i]=0.01;} sintable90[i]=(arm_sin_f32( *pi*i/size)+1)/2; if(sintable90[i]>0.99) {sintable90[i]=0.99;} if(sintable90[i]<0.01) {sintable90[i]=0.01;} sintable180[i]=(arm_sin_f32(2* *pi*i/size)+1)/2; if(sintable180[i]>0.99) {sintable180[i]=0.99;} if(sintable180[i]<0.01) {sintable180[i]=0.01;} } while (1) { for(i=1;i<size;i++) { TIM1->CCR1=1625*sinTable[i]; TIM8->CCR1=1625*sinTable[i]; TIM1->CCR2=1625*sinTable90[i]; TIM8->CCR2=1625*sinTable90[i]; TIM1->CCR3=1625*sinTable180[i]; TIM8->CCR3=1625*sinTable180[i]; /*Delay--> Frekvencia beállítás*/ for(k=0;k<1620;k++)//1620=50hz {} } 22

23 A kódrészlet elején előállítottam három size elemszámú szinusz táblázatot. A táblázatban rögzített szinusz függvények között 90 o -os fáziseltérés van. Mivel a fáziseltérések nem változnak, ezért csak egyszer állítjuk elő a DSP bekapcsolásakor, ezzel is csökkentve a program futási idejét. Az ilyen mértékű fáziseltérésre az egy fázisú motorok esetén van szükség. A táblázatokban szereplő értékek limitálva vannak 0,01 és 0,99 között. Erre azért van szükség, mert az időzítők esetén ezekkel az értékekkel szorozva kapjuk meg a kitöltési tényezőt, viszont 1% alatti és 99% feletti kitöltési tényező nehezen állítható elő. A példában található TIM1 időzítő állítja elő a normál PWM jelet és a TIM8 időzítő pedig ennek az invertált változatát. Mivel az időzítők multiplexelt működésűek, ezért a 6 PWM jelet a két időzítő állítja elő. A 12.ábrán az általam előállított három 50Hz-es szinuszos PWM jel, a 13.ábrán pedig két PWM jel inverze látható. 90 o -al eltolt szinuszos PWM jelek STM32 DSP-vel előállítva Szimmetrikus PWM jelek Szinuszos PWM, RC passzív szűrővel 23

24 A 12. ábrán látható PWM jel felharmonikusait egy aluláteresztő szűrő segítségével kiszűrtem. A kimeneti jel egy 50Hz-es szinusz jel, amely a 14. ábrán látható Két-pont szabályozásos vezérlés A két-pont (delta-modulációs) szabályozás esetén az adott fázisok áramát egy hiszterézises áramszabályozóval egy referencia jelhez hasonlítjuk. Három szimmetrikus 90 o -al eltolt referencia szinusz jelet állítunk elő, majd a motor három fázisáramát folyamatosan mérjük és összehasonlítjuk a referencia áramok értékével. +U e i u i a + ΔI i a i a - ΔI t -U e t b t k Két-pont áramszabályozás elve [5] Ha a mért jel értéke ΔI-vel nagyobb a referencia jel értékénél, akkor a motor adott fázisát pozitív sínre, ha ΔI-vel kisebb negatív sínre kapcsoljuk. Így a hiszterézis tartomány 2ΔI. [6] Nagy áramok érzékelése közvetlen módszerrel hátrányos, ezért a mérést közvetett módon szokták elvégezni. Praktikus megoldást kínál a hall-elemes árammérés, amely egyben galvanikus leválasztást is biztosít. 2.5 Egyfázisú aszinkron motor inverterek Egyfázisú aszinkron motorok felépítése Az egyfázisú aszinkron motorok egy főtekercset és egy segédtekercset tartalmaznak, amelyek a 16. ábrán látható elrendezés szerint vannak összekötve. Alapvetően három indítási módot különböztetünk meg: - indítókondenzátoros - üzemi kondenzátoros - kétkondenzátoros Indítókondenzátoros esetben, ha a motor elérte a billenőnyomatékot, a kondenzátor automatikusan lekapcsolódik. Üzemi kondenzátoros esetben a kondenzátor nem 24

25 fő tekercs fázistoló kondenzátor kapcsolódik le. Kétkondenzátoros esetben az üzemi- és indítókondenzátor párhuzamosan van kapcsolva és a billenőnyomaték elérésekor csak az indítókondenzátor kapcsolódik le a rendszerből. [21] I 1 I a indító tekercs I m egyfázisú aszinkron motor kapcsolása [8] A fázistoló kondenzátor feladata a forgó mágneses mező létrehozása. Sok esetben a motor felpörgése után a kondenzátort lekapcsolják, mivel nagy fordulatszámon a forgó mezőt a főtekercs is képes fenntartani. A lekapcsolás történhet mechanikusan, vagy elektronikusan. A lekapcsolásra azért van szükség, mert a segédtekercs ellenállása és a kondenzátor impedanciája nagyobb teljesítményű motorok esetén jelentős többletveszteséget eredményez. [8] A 17. ábrán látható, hogy a főtekercs és a segédtekercs egymással 90 o -os szöget zár be, így ha a két tekercs árama közötti fáziseltérés 90 o, forgó mágneses mező jön létre.[21] Egyfázisú aszinkron motor állórészének felépítése [23] Szinuszos PWM vezérlés egyfázisú motorok esetén A szinuszos PWM vezérlés egyfázisú aszinkron motorok esetén is egyaránt alkalmazható. A fázistoló kondenzátor közel 90 o -al késlelteti a főtekercs feszültségét. Ezért a háromfázisú vezérléshez képest annyi a különbség, hogy három szimmetrikus szinusz jelet 120 o helyett 90 o -al kell eltolni egymáshoz képest. Ebben az esetben a fázistoló kondenzátor elhagyható, ami növeli a hajtás hatásfokát. 25

26 A 18. ábrán látható kapcsolás egy IGBT-kből felépített háromágú, teljes hidas topológiából épül fel. A két soros RL kör a motor fő és segédtekercsét szimulálja, amely induktivitásán kívül ohmos összetevővel is rendelkezik. A diódákból felépített Graetzhíd az egyenirányításért felelős, majd a lüktető feszültség nagyságát a kondenzátor csökkenti. Az inverter kimenetén a feszültség méréshez aluláteresztő szűrőket alkalmaztam, hogy kiszűrjem a felharmonikusokat és a jel mértéke szemléltethetőbb legyen. Az inverter szimulációs modellje 26

27 PWM vezérlő jelek előállítása Matlab Simulink-ben A 19. ábra a szinuszos PWM jelek előállítását mutatja be. A 20. ábrán látható, három különböző fázissal rendelkező szinusz jelet hasonlítunk össze a moduláló háromszög jellel. A komparátorok kimenetein szinusz függvény szerint változó kitöltési tényezőjű négyszög jelek jelennek meg. Ezen jelek invertálásával az inverzük is előállítható. Szimmetrikus 90 o -al eltolt szinusz jelek 27

28 Simulink-ben előállított háromszög jel Egyfázisú inverterről táplált aszinkron motor fázisfeszültségei Vonali feszültségek 28

29 Az előállított vezérlő jelek felhasználásával az alábbi fázis- és vonali feszültségekhez jutunk. A 24. ábra a kapcsoló elemeket terhelő áramokat szemlélteti. A 25. ábrán látható, hogy az alkalmazás jelentős áramcsúcsokkal terheli a villamos hálózatot. A szimulációs adatokból látható az is, hogy a vonali áramok követik a szinusz jel formáját, amely a motor induktív jellegének köszönhető. Kapcsoló elemeket terhelő áramok A villamos hálózatot terhelő áram Megfigyelhető, hogy az egyenirányító és a kondenzátor hatására jelentős áramcsúcsok terhelik a villamos hálózatot. 29

30 Vonali áramok A lila és kék színnel jelölt jel a főtekercs és segédtekercs áramát mutatja. Ebből a két jelből adódik együttesen a motor árama, amely sárga színnel lett jelölve. Vonali és fázis feszültségek szűrés után A 27. ábrán látható, hogy a kék színnel jelölt főtekercs és piros színnel ábrázolt segédtekercs feszültségei 90 o -os fáziseltéréssel rendelkeznek, melyből következik, hogy a fázistoló kondenzátor elhagyható az egyfázisú motorok esetén. 30

31 3. Inverteres hajtások tervezési megfontolásai 3.1 Egyenirányítók szűrő áramkörei A két ütemű, két utas Graetz egyenirányító kapcsolás esetében a kimeneti oldalon a feszültség egy Umax sinωt függvény szerint változik. A cél, hogy ebből a lüktető feszültségből egy közel konstans feszültség legyen, amely az inverter bemeneti feszültségét képezi. A lüktető feszültség csökkentésére szűrő köröket alkalmaznak. Kisebb áramoknál kondenzátort, nagyobb áramok esetén induktivitást alkalmaznak. Hatékony megoldást biztosítanak az LC szűrőkörök, melyek következtében jelentősen csökkennek az induktivitások és kondenzátorok értékei Induktív szűrő Induktív szűrőkörök esetén az egyenirányított feszültség és a terhelés között egy L induktivitás helyezkedik el. A lüktető feszültség mértéke a ripple factor, amely L szűrők esetén: γ= R t 3 2 ωl (3.1) A képletből következik, hogy csak nagyobb terhelő áramok esetén (Rt<<) hatékony az induktív szűrő. A szűrőkör bemenetén a feszültség Fourier sorba fejtés után, U0 = 2U m π - 4U m π [1cos2ωt + 1 cos4ωt + 1 cos6ωt ] (3.2) , ahol a DC komponens 2U m π. Mivel a harmadik felharmonikus feletti frekvenciák csak kismértékben befolyásolják a kimeneti feszültséget, ezért a képletet egyszerűsítve az alábbi kifejezést kapjuk, U0 = 2U m π - 4U m 3π cos2ωt (3.3) A dióda, a fojtó tekercs és a transzformátor ellenállása elhanyagolható az RL terhelő ellenállás értékéhez képest, így a terhelő áram egyenáramú komponense, I DC = U DC R t (3.4) 31

32 A szűrőkör impedanciája, Z = R t 2 + (2ωL) 2 = R t 2 + 4ω 2 L 2 (3.5) Azért számolunk kétszeres körfrekvenciával, mert az Umax sinωt függvény kétszeres frekvenciát eredményez a hálózati frekvenciához képest. Ebből következik, hogy a váltakozó áramú komponens, IAC = U m R t 2 + 4ω 2 L 2 (3.6) Összegezve, az áram pillanatértéke i(t) = 2U m - 4U m π R t 3π cos2(ωrt φ) R t 2 + 4ω 2 L 2,ahol (3.7) A hullámossági faktor, φ = tan -1 ( 2ωL R t ) (3.8) γ = 4Um 3π 2 R t 2 + 4ω 2 L 2 = 2 2Um 3 2 π R t ω2 L 2 R t 2 (3.9) Ha 4ω2 L 2 R t 2 >>1, akkor a kifejezés az alábbi alakra egyszerűsödik, γ = R t 3 2 ωl (3.10) A (3.10) összefüggés alapján, ha a terhelő ellenállás végtelen nagy, azaz a kimeneten szakadás mérhető, akkor a hullámossági faktor, γ = 2 = 0,482 (3.11) 3 2 Ennek értelmében az RL szűrő akkor hatékony, ha az Rt terhelő ellenállás értéke minél kisebb, azaz a terhelő áram értéke minél nagyobb. [9] 32

33 3.1.2 Kapacitív szűrő Kapacitív szűrőről beszélünk, ha a terheléssel egy kapacitást párhuzamosan kapcsolunk. Ha egy kondenzátorra feszültséget kapcsolunk, addig töltődik, amíg nem éri el a rákapcsolt feszültség értékét. A kondenzátor addig adja le a tárolt töltést, amíg a feszültsége nagyobb a tápfeszültségnél. Így a kondenzátor simítja a kimeneti feszültséget, azaz felharmonikus szűrést valósít meg. Ha a kapacitás, illetve a terhelő ellenállás értéke elég nagy, akkor T2 megegyezik a szinuszos feszültség fél periódus idejével, azaz T2 = 1 2f, ahol Up-p = I DC 2fC (3.12) U p p Uripple = = I DC = I DC = I DC = U DC, ahol I fC 4 3fC 4 3fC 4 3fC R DC = U DC (3.13) t R t A hullámosság csökken, ha a terhelő áram kisebb, illetve nagyobb kapacitást választunk. Ezen tulajdonságai miatt ezt a szűrő típust csak kisebb terhelő áramok esetén alkalmazzák. [9] LC szűrőkör A hullámossági faktor induktív szűrők esetén egyenesen arányos, kapacitív szűrők esetén pedig fordítottan arányos az Rt terhelő ellenállással. Ennek következtében, ha együttesen alkalmazzuk a két tagot, LC szűrőkört kapunk. Az LC szűrőkör független az Rt terhelő ellenállás értékétől. A kimeneti feszültség értéke, az egyenfeszültségű összetevő, U0 = 2U m π - 4U m 3π cos2ωt, (3.14) U DC = 2U m π (3.15) A feszültség effektív értéke, Urms = Irms Xc = 2 3 UDC X c X L (3.16) A hullámossági faktor, γ = U rms U DC = 2 3 X c = 2 X L 3 1 4ω 2 LC, ahol (3.17) Xc = 1 2ωC és XL = 2ωL 33

34 A leghatékonyabb feszültség simítást LC szűrők alkalmazásával érhetjük el. A kondenzátor kiválasztásánál a csúcsfeszültség értékét egy 1,2-es szorzóval kell figyelembe venni és ennek megfelelő tűrésű típust kell alkalmazni. A tekercs kiválasztásánál, illetve méretezésénél figyelembe kell venni a terhelő áram nagyságát és ennek megfelelő huzal keresztmetszetet kell alkalmazni.[9] Kapacitív szűrő tervezése inverterhez A feladatban egy 1,1kVA-es aszinkron motorhoz kell méretezni a szűrőkört. Mivel ez nem tekinthető nagy teljesítmény felvételnek, ezért elég, ha kondenzátort alkalmazunk a hullámosság csökkentésére. P = 1,1kVA, cosφ = 0,8, U =230V I = P = 1100VA = ~ 6A (3.18) U cosφ 230V 0,8 Ha a hullámossági faktor 5%, Uripple = Upeak 0,05 = 330V 0,05=16,5V I Uripple = DC C= 6 4 3fC Hz 16,5V =~1050uF (3.19) A számítás alapján egy szabványos értékű 1000uF-os elektrolit kondenzátort alkalmazok. A feszültség maximális értéke 330V, ezt a kondenzátornak ki kell bírnia a szigetelés sérülése nélkül. Biztonsági okokból ezt az értéket egy 1,2-es szorzóval kell figyelembe venni, így egy 400V-os tűrésű kondenzátort kell alkalmazni. 3.2 Vezérlőjelek illesztése feszültséginverterekhez Inverteres hajtások esetén a vezérlőjelek közvetlenül nem kapcsolhatók a félvezetőkre, mivel a félvezetők között potenciál különbség lép fel. Ezért a vezérlő jeleket illeszteni kell a kapcsolóelemek vezérlési szintjeire. Napjainkban rengeteg cél-áramkör terjedt el ilyen alkalmazásokhoz. Egyre több teljesítmény elektronikai integrált áramkör jelenik meg, amely a teljesítmény félvezetők mellett az illesztő áramkört is tartalmazza. A széles választékból az alábbi kettőt, mint lehetséges megoldást emelem ki. 34

35 Az International Rectifier integrált áramkör gyártó cég IRAMS10UP60B áramköre is egy kompakt megoldást biztosít. Az eszköz egy háromágú hídba kötött 6 db IGBT-t tartalmaz. Ezek 600V-os feszültség esetén 10A áramot képesek kapcsolni 20 khz-es frekvenciával. Az IGBT illesztéséhez szükséges áramköröket integrált formában tartalmazza, így közvetlenül vezérelhető, nincs szükség szint illesztő áramkörökre. [24] IRAMS10UP60B teljesítmény IC tipikus alkalmazása [24] Kézenfekvő megoldást kínál még az ST Microelectronics gyártó, STGIPS intelligens inverter modul családja. 35

36 STGIPS20C60T-H belső felépítése [15] Az egyes modulokat különböző áram igénybevételekre tervezték. Az STGIPS20C60T-H típusú inverter modul 600V-os feszültség érték mellett maximálisan 20A-el terhelhető. Az előző áramkörhöz hasonlóan 6db IGBT-t tartalmaz, melyek háromágú hídba vannak kötve. A vezérlő feszültség 3,3V illetve 5V, így nem igényel külön szintillesztő áramkört. Fontos a vezérlőjelek galvanikus leválasztása, mert a vezérlést megvalósító áramkört és az IGBT-k emitterét közös föld potenciálra kell hozni a megfelelő működés biztosításához. 36

37 3.3 Félvezetők teljesítmény igénybevételei Az inverter teljes veszteségét a vezetési veszteség és a kapcsolási veszteség adja. A kapcsolási veszteség által keletkezett hőt el kell vezetni a normál működés megtartásának érdekében. Pösszes = Pvezetési + Pkapcsolási (3.20) Az IGBT kapcsolási veszteségei [25] A 27. ábrán látható, hogy a kapcsolási veszteségek a félvezető eszköz egyik állapotának a másikba kapcsolásakor keletkezik elsősorban (bár a félvezetőn bekapcsolt állapotban veszteségi teljesítmény sem mindig hanyagolható el). Minél kisebb a be- és kikapcsolási késleltetés, annál kisebb lesz a kapcsolási veszteség. A kapcsolási veszteség szinuszos PWM moduláció esetén az alábbi képlet alapján számítható, Pkapcsolási = 1 π 2 +φ 2π π 2 +φ (E IGBT+E DIODE ) f sw dθ = (E IGBT+E DIODE ) f sw π (3.21) Mivel az IGBT és a dióda energiája csak IC és UCE időben változó függvényének ismeretében határozható meg, ezért elég bonyolult a számításuk. Csak mérés alapján, approximációs módszerekkel határozhatók meg pontosan. Nem tévedünk nagyot, ha ezt az értéket a 28. ábra alapján határozzuk meg. 37

38 IGBT kapcsolási energiája a felvett áram függvényében [22] A kapcsolási energia 10A-es áramfelvétel esetén körülbelül 3mJ. Mivel 6 kapcsoló eszközünk van egy tokba integrálva, ezt az értéket 6-al meg kell szorozni. Így a 6 IGBT együttes kapcsolási energiája 18mJ. Ha a diódák kapcsolási energiájával ezt az értéket 30mJ-nak vesszük, nem tévedünk nagyot. Így a képlet alapján, 10kHz-es kapcsolási frekvencia esetén a kapcsolási veszteség, PSW = (E IGBT+E DIODE ) f sw π = 30mJ 10kHz π = 90W (3.22) A félvezető eszköz kapcsolási teljesítményének kiszámítása után a hűtésről is gondoskodni kell. A hűtőborda termikus ellenállása az alábbi képlettel számítható. R sa = T j T a P d R jc R cs, (3.23) ahol T j a maximális réteghőmérséklet, T a a környezeti hőmérséklet, R jc a réteg és a tok közötti hőellenállás, R cs a hővezető paszta hőellenállása.[9] A hűtőborda termikus ellenállásának ismeretében a szükséges hűtőfelület: A = 1 α R sa 38

39 3.4 Inverteres hajtások védőáramkörei Túláram elleni védelem Felmerül a kérdés, hogy mi történik akkor, ha a maximálisan előírt teljesítménynél nagyobb teljesítményű motort csatlakoztatunk az inverter kimenetére. Természetesen ez az inverter tönkremenetelét okozná, mivel a félvezető elemeknek a névleges értéknél nagyobb teljesítményt kellene disszipálni. Ezért elengedhetetlen a kimeneti áramok érzékelése. Az STGIPS20C60T-H típusú inverter modul el lett látva egy Shut Down funkcióval. Ennek köszönhetően a terhelés egy logikai jel segítéségével bármelyik pillanatban lekapcsolható az inverterről. Egy mikrovezérlővel figyeljük az áram nagyságát és szoftveresen komparáljuk egy előre meghatározott értékkel. Amint az áram értéke meghaladta a névleges értéket a kimenet lekapcsolódik az áramkörről. Túláram védelem kialakítása [15] Túláram védelem idődiagramja [15] 39

40 Imax STGIPS20C60 vezérlésének logikai táblázata [15] Az RC tag időállandója határozza meg a τ1 közelítő egyenes értéket, ez által a kikapcsolási időt is. Ha a kapcsolási idő 500ns és R=10kΩ, C = τ1 R = 500ns 10kΩ Hálózati áramcsúcsok elleni védelem = 50pF (3.24) Nagyobb teljesítményű feszültséginverterek esetén az egyinirányító híd után LC szűrőkört alkalmaznak a lüktető feszültség felharmonikus tartalmának csökkentésére. Mivel a bekapcsolás pillanatában a kondenzátor rövidzárnak tekinthető, ezért bekapcsoláskor nagy áramcsúcsok keletkeznek. Ezért az egyenirányító és a szűrőkör közé egy áramkorlátozó ellenállást iktatnak be, melyet a tranziens jelenség lezajlása után egy kapcsoló elemmel rövidre zárnak. A kondenzátorral párhuzamosan kapcsolt ellenállás a terhelés lekapcsolása után a kondenzátor kisütéséért felelős. Az ellenállás értékét úgy határozzák meg, hogy az időállandó kb. 10 s legyen. [6] Rv = T v C (3.25) u e= u c i(t) u e t 0 t = π LC Bekapcsolási tranziens (ha nincs áramkorlátozó ellenállás)[6] 40

41 3.5 Nyomtatott áramkör tervezési szempontjai A nyomtatott áramkör tervezésénél fontos szempont a különböző működési frekvenciájú komponensek szétszeparálása. Az áram nagyságának szempontjából is szét kell választanunk az alkatrészeket az induktív csatolások miatt. A vezetőben folyó áram mágneses teret indukál maga körül. Minél nagyobb az áram, annál nagyobb lesz a vezetőt körülvevő mágneses tér. A mágneses tér a vezetőkben feszültséget indukál, amely zajfeszültségként jelentkezik és zavarokat okozhat a rendszerben. Ezért a kisjelű áramköröket távol kell elhelyezni a nagyjelű áramköröktől. Fokozott figyelemmel kell lenni a mikrovezérlőkre, melyek kifejezetten érzékenyek a kis feszültségváltozásokra is. Minden vezetősáv esetén ki kell számolni a rajta keresztül folyó áramot. Az áram értéke adja meg, hogy milyen vezetősáv szélességet kell alkalmazni. A szükséges vezetősáv szélesség táblázatból meghatározható. Különböző értékek vonatkoznak a külső, illetve belső rétegek vezetősáv szélességeire. Ez azzal magyarázható, hogy a belső rétegek rosszabb hőleadási képességekkel rendelkeznek. A szigetelési távolságot a két vezetősáv közötti potenciálkülönbség határozza meg, amely az átütési szilárdság szempontjából jelentős. A (6.1) melléklet tartalmazza a vezetősáv szélességre és szigetelési távolságra vonatkozó táblázatokat. Mivel a nyomtatott áramkör megvalósítható két oldalas kivitelben, ezért a külső réteg alapján megadott táblázatból kell kiindulni. A maximális áramfelvételt a 3.18-as képlet alapján már meghatároztuk, melynek értéke 7A. A többi áramkör felvétele ma-es nagyságrendű, viszont a számított értéket biztonsági okokból 9A-nek tekintem. Ekkor a legkisebb vezetősáv szélesség a táblázat szerint 7,2 mm. Mivel a nagyáramú vezetősávok között a feszültség különbség maximális értéke 330V, ezért a legkisebb szigetelési távolság 2,5mm. 4. A tervezett inverter felépítése Az eszköz alapvetően két részegységből épül fel, egy inverterből és egy vevő egységből. Az inverter továbbá két részegységre épül. Az egyik a fő panel, amin a tápegységek, az inverter teljesítmény elektronikai egységei és a mérő áramkörök foglalnak helyet. A vezérlő modul a vezérléséért és a mérendő jelek feldolgozásáért felelős. A modularitás célja, hogy meghibásodás esetén az áramkör egyszerűbben javítható legyen. 41

42 A 36. ábrán az általam tervezett inverter blokkvázlata látható. A váltakozó feszültségből egy Graetz-híd lüktető egyenfeszültséget állít elő, majd egy szűrőkör a feszültség felharmonikus tartalmát csökkenti. AC/DC aluláteresztő szűrő STGIPS 20C60T-H ACS712 ACS712 1F IM 6xPWM HCPL7840 adat továbbítás HCPL7840 Jelkondicionáló NRF24L01 rádió frekvenciás modul SPI STM32F3 MCU A tervezett inverter blokk vázlata. Az STGIPS20C60T-H teljesítmény inverter teljesítmény modul PWM jelek függvényében az egyenáramú aszinkron motorra feszültséget kapcsol. Az ACS712-es típusú árammérők az érzékelt áram mértékét a mikrovezérlő A/D átalakítójára küldik. A HCPL7840-es típusú optocsatolók az inverter feszültségeit jelkondicionálás után a mikrovezérlő A/D átalakítójára továbbítják. A mikrovezérlő figyeli az STGIPS áramkörbe épített NTC termisztor ellenállás változását, így a modul belső hőmérséklete figyelhető. Az NRF24L01-es rádió frekvenciás kommunikációs eszköz SPI protokollon keresztül csatlakozik a mikrovezérlőre. A mért adatok a rádió frekvenciás eszközön keresztül továbbíthatók a vevő modul felé. PC LabView UART STM32F3 MCU SPI NRF24L01 rádió frekvenciás modul adat továbbítás Vevő modul blokk vázlata 42

43 A vevő egy STM32F3 típusú mikrovezérlőből és egy NRF24L01-es rádió frekvenciás transzmitterből épül fel. Az eszköz soros porton keresztül kommunikál a számítógéppel. A LabView mérőprogram pedig feldolgozza a továbbított adatokat. A vezérlő panel kapcsolási rajza 43

44 Az inverter kapcsolási rajza 44

45 Az inverter nyomtatott áramköri terve Az inverter 3D-s nyomtatott áramköri terve 45

46 A vezérlő modul nyomtatott áramköri terve A vezérlő 3D-s nyomtatott áramköri terve 46

47 A vevő modul nyomtatott áramköri terve A vevő modul 3D-s nyomtatott áramköri terve 4.1 Tápegységek A tervezett feszültséginverter egyes részegységeinek működtetéséhez több segéd tápfeszültségre van szükség. A szigetelt erősítő két egymástól független 5V-os feszültséget igényen a galvanikus leválasztás érdekében. A mikrovezérlőnek 3,3V-os tápfeszültségre van szüksége. Az alkalmazott teljesítmény modul 15V-os tápfeszültséget igényel. Ezen különböző és egymástól független feszültség szinteket mind biztosítani kell a megfelelő működés érdekében. A tesztáramkör több külső stabilizálatlan egyenfeszültség forrásról fog üzemelni, ezért az egyenirányítóval nem kell foglalkozni, csak feszültség stabilizálásra van szükség. Ebben az alkalmazásban az 5V-os feszültséget 47

48 egy 78L05 és a 3,3V-os feszültséget egy AMS1117 típusú monolitikus integrált tápegység valósítja meg. 5V; 3,3V feszültség stabilizálás Az elektrolit kondenzátorok a lüktető egyenfeszültség simításáért felelősek. A 100nFos kerámia kondenzátorok a felharmonikusok által keltett zavarokat akadályozzák meg. Az általam használt műveleti erősítő (TL072) nem vezérelhető ki a tápfeszültség értékéig. 5V-os tápfeszültség esetén a kimeneten maximum 4,6V jelenik meg. Ez a mi alkalmazásunk számára megfelelő, mivel a mikrovezérlő A/D átalakítóján a jel maximális értéke 3,3V lehet. Léteznek olyan tápegység modulok, melyek a bemenetükre kapcsolt feszültség negatív megfelelőjét produkálják a kimenetükön, a közösített ponthoz képest. Ilyen pl. az Intersil által tervezett ICL7660S. A bemeneti jel maximális értéke 12V lehet. 4.2 Aktív hűtés negatív tápfeszültség előállítása Sok esetben célszerű lehet aktív hűtést alkalmazni a hő veszteség okozta hőmérséklet növekedés csökkentésére. Ez által a hűtőborda akár kisebb is lehet a megengedett értéknél. Az általam használt STGIPS20C60T-H teljesítmény modul tartalmaz egy beépített negatív hőmérséklet együtthatójú termisztort (NTC). Ha ezen kivezetést egy 48

49 ellenálláson keresztül tápfeszültségre kötjük, egy hőmérséklet függő feszültség osztót kapunk. Ebben az esetben a NTC közvetlenül a mikrovezérlő A/D átalakítójára kerülhet, ami feldolgozza a szolgáltatott értékeket. STGIPS modul, hőmérséklet érzékelése [15] NTC ellenállás karakterisztikája [15] Az ábrából kiderül, hogy a hőmérséklet és az ellenállás között nem áll fent a linearitás. Ebben az esetben a karakterisztikát linearizálni kell, amit szoftveresen egyszerűen elvégezhetünk. Egy N elemszámú táblázatban rögzítjük az értékeket úgy, hogy fennálljon a lineáris kapcsolat. Ezek után a teljesítmény modul hőmérséklete egyszerűen figyelhető. Az aktív hűtéshez egy 12V-os ventillátort alkalmazok, amit PWM jellel vezérlek a hőmérséklet függvényében. Kapcsolóelemként egy alacsony küszöbfeszültségű FET-et használok. Előnyös külön tápfeszültségről működtetni, mivel a ventilátor jelentős zajokat 49

50 produkálhat. A dióda a FET kikapcsolt állapotában megakadályozza, hogy a tekercs által keltett fordított polaritású feszültség a kapcsolóelemre jusson. ventilátor PWM vezérlése 4.3 Áram érzékelés Az inverter áramainak mérésére egy ACS712 típusú integrált áramérzékelőt használok. Az eszköz a pontos működéshez 5V-os stabilizált tápfeszültséget igényel. Nagyon kis belső ellenállással rendelkezik (~1,2mΩ), ezért az eszköz minimális teljesítményt disszipál el. A mért áram mértéke a Vout kimeneten analóg feszültség formájában jelenik meg. ACS712 tipikus alkalmazása [16] 50

51 A kimeneti feszültség a bemeneti áram függvényében [16] A 52. ábrán megfigyelhető, hogy +-10A-es áram esetén a kimeneti feszültség tartomány mindössze 1V. A mikrovezérlő 12bit-es A/D átalakítókkal rendelkezik, így 3,3V-os maximális bemeneti feszültség esetén a legkisebb érzékenység ~806µV. Ez azt eredményezi, hogy 1V-os feszültségtartományon belül mindössze 1240 különböző szintet tudunk érzékelni. Ennek következtében a legkisebb áram, amit tudunk érzékelni 10A-es áramfelvétel esetén, 8mA. A mi alkalmazásunk esetén ez az érték elfogadható, viszont precíziós alkalmazások esetén szintillesztést kell alkalmazni. 4.4 Feszültség érzékelés Felmerül a kérdés, milyen módszerrel a legcélszerűbb a feszültség érzékelése. Az alkalmazás esetén fontos a lineáris fázismenet. Ebben az esetben a transzformátoros feszültségérzékelés nem jöhet szóba, ezért az egyszerűbb feszültség leosztásos módszert alkalmazzuk. A feszültségek értékét egy ellenállás osztóval leosztjuk és egy szigetelt erősítőn keresztül továbbítjuk, majd jelkondicionálást hajtunk végre. Az 53. ábrán a HCPL-7840 típusú szigetelt erősítő látható. HCPL-7840 szigetelt erősítő [17] 51

52 A szigetelt erősítő megfelelő működéséhez két stabil 5V-os tápfeszültségre van szükség. Az eszköz ±200mV-os bemeneti tartományig lineáris átviteli karakterisztikával rendelkezik. Említettem, hogy fontos szempont még a lineáris fázismenet, amely az 54. ábrán látható módon 1kHz-ig teljesül. HCPL-7840 átviteli karakterisztikák [17] A szigetelt erősítő kimeneti jele lineáris alkalmazások esetén max. ±200mV lehet, amit jelkondicionálás alá kell vetni. Másik fontos szempont, hogy a mikrovezérlő bemenetére negatív feszültség nem kerülhet, ezért a jelet egy offset feszültséggel el kell tolni. Az alkalmazásban két műveleti erősítő foglal helyet. Az első a differenciális jelszintet illeszti az összeadó áramkör bemenetére. Az összeadó áramkör az offset feszültséget hozzáadja a bemeneti jelhez, így a kimeneten egy Uoffset+U0 sinωt függvény szerint változó feszültség jelenik meg, amelyet a mikrovezérlő A/D átalakítója közvetlenül fel tud dolgozni. HCPL-7840 kimeneti feszültségének jelkondicionálása 52

53 Tudjuk, hogy a HCPL-7840 csak ±200mV-os tartományban működik lineárisan, ezért ezt a feszültség értéket vesszük figyelembe a számításoknál. A kivonó erősítő erősítése, ha R1=R3 és R2=R4, Au = - R 2 R 3 R Uki1 = 2 -Ube R 3 Azt szeretnénk, hogy a jel a kimeneten ±1V legyen, ekkor Au=5. Ha R2=250kΩ, R3= R 2 A u = 50kΩ Az erősítő kimenetén ekkor ±1V, azaz Uki1max=2V feszültség tartomány helyezkedik el. Ezt az értéket szeretnénk 3V-ra erősíteni, hogy kisebb legyen a mérési hibánk. Az összeadó erősítő kimeneti feszültsége, Uki2= -(Uki1 R 6 R 5 + Uoffset R 6 R 7 ) Ha R6=100k, Uoffset=-3,3V, Uki1max=±1V (2V feszültség tartomány) és Uki2max=±1,5V (3V feszültség tartomány) adott, akkor R 6 R5=Uki2max Uki2max =66,6kΩ ~ 68kΩ Ebben az esetben a kimeneti feszültség, ha a szigetelt erősítő kimenetén 200mV-os szinuszos vezérlést feltétezünk, ±1,5V-os tartományban változhat. Ezt a feszültség értéket 1,5V-al pozitív irányba el kell tolnunk, ekkor a kimeneten a feszültség 0 és 3V közötti értékeket vehet fel. Ha R6=100kΩ, Uoffset=-3,3V, R7= 3,3 1,5 R 6=220kΩ Az. 56 ábrán a kék színnel jelölt szinusz függvény a jelkondicionált jelet ábrázolja, amely mikrovezérlővel közvetlenül feldolgozható. 53

54 Feszültség szintek jelkondicionálás előtt és után 5. Monitoring alkalmazása az inverteres hajtásokban 5.1 NRF24L01 vezeték nélküli kommunikációs eszköz Az eszköz a vezeték nélküli rádiófrekvenciás kommunikáció olcsó és egyszerű megoldását biztosítja. SPI buszon keresztül tud kommunikálni a többi eszközzel. 3,3Vos tápfeszültséget igényel. A mester szolga kommunikáció segítségével egyszerre több eszközzel is tud kommunikálni a megfelelő időzítések betartása esetén. A FIFO tár segítségével ideiglenes tárolhatjuk a beérkező adatokat. A Power-down üzemmód segítségével energiatakarékos állapotba kapcsolhatjuk a modult. Ez főleg akkor előnyős, ha az eszközünket akkumulátorról, vagy telepről működtetjük. Dezaktivizálás esetén is működik az SPI kommunikáció, így egyszerűen konfigurálhatjuk, illetve visszaállíthatjuk az eszközt a normál üzemmódba RX mód Rx módban az eszköz vételi funkciót lát el. A PWR_UP és a PRIM_RX bit logikai egyes szintre állítása mellett a CE lábat egy felhúzó ellenállás segítségével logikai magas szintre kell kötni. Ha a protokoll talál egy érvényes csomagot, eltárolja a FIFO-ban. Ha a FIFO megtelik, az előző csomagokat eldobja, így mindig a legfrissebb adatok találhatók a tárban Tx mód Tx módban adatokat továbbíthatunk a többi eszköz számára. Ebben az esetben a PWR_UP regiszter magas, illetve a PRIM_RX pedig alacsony logikai szintet igényel. A 54

55 hasznos adat a TX FIFO-ba kerül és a CE lábon egy 10us-os impulzus jelenik meg. Ha a CE lábon logikai 0 szint jelenik meg, akkor az eszköz visszatért Stand by módba. NRF24L01 konfigurációs regiszterei [18] Átviteli sebesség Az átviteli sebesség beállítási lehetőségei 1Mbps és 2Mbps. 1Mbps-os módban 3dBel nagyobb érzékenységű a vevő eszköz. Nagyobb átviteli sebesség esetén csökken az átlagos teljesítmény felvétel. A sebesség az RF_SETUP regiszter RF_DR bitjével állítható a kívánt értékre. A kommunikáció feltétele, hogy minden eszköz egyforma átviteli sebességgel működjön Teljesítmény erősítő Tx módban a rádió jel erőssége a PA control regiszterrel állítható a kívánt értékre. Az alábbi táblázat az RF kimeneti teljesítményeket ábrázolja a regiszter értékeinek függvényében. [18] PA control regiszter [18] SPI kommunikáció Az SPI egy gyors szinkron, full duplex, soros átviteli interface. Nagy népszerűségnek örvend átviteli sebessége és egyszerűsége miatt. Az átviteli sebesség akár a 10Mbps-ot is meghaladhatja. A kommunikációhoz négy vezetékre van szükség, SCK (Shift Clock), 55

56 MOSI (Master ki, Slave be), MISO (Master be, Slave ki) és CS (Chip Select). Ha a Master csak egy Slave eszközzel kommunikál a CS láb egy ellenálláson keresztül földpotenciálra köthető. Ha több Slave eszközt használunk, az SCK, MOSI és MISO lábakat a buszra csatlakoztatjuk párhuzamosan. Ekkor a megfelelő CS láb alacsony szintre húzásával aktivizálhatjuk a használni kívánt eszközt. Az SPI kommunikáció felfogható úgy is, hogy két shift regiszter közös órajelről dolgozik, így az eszközök átléptetik egymásba az adatot. A működés elvi vázlata az 59. ábrán látható. [19] SPI kommunikáció elvi vázlata [19] SPI regiszter írási művelet Az alábbi C nyelven megírt program egy SPI regiszter íráshoz alkalmazott függvényt szemléltet. /* Write New Value to Register */ unsigned int nrf24_rwreg(uint8_t address, uint8_t value) { uint8_t datatemp[2]; uint8_t temp[3]; temp[0] = address; temp[1] = value; CSN_EN; HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1, temp, datatemp, 2, SPI_TIMEOUT); CSN_DIS; return 0;} Az nrf24_rwreg függvény egy value értéket ír az address regiszterbe. 56

57 SPI regiszter írási művelet Az SPI regiszter olvasási művelet a következő, /* Read Register Value */ unsigned int nrf24_readreg (uint8_t address) { uint8_t datatemp[2]; uint8_t temp[2]; temp[0] = address 0x00; temp[1] = 0x00; } CSN_EN; HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1, temp, datatemp, 2, SPI_TIMEOUT); CSN_DIS; return datatemp[1]; Az nrf24 ReadReg függvény az address regiszter értékét olvassa ki. Az alábbi két függvény egyszerre több regiszter értékét tudja írni, illetve kiolvasni. uint8_t nrf24_readbuf(uint8_t reg, uint8_t *pbuf, uint8_t count) { uint8_t status,i; uint8_t receive_temp; uint8_t temp[256]; } CSN_EN; status = HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1, &reg, &receive_temp, 1, SPI_TIMEOUT); for (i = 0; i < count; i++) { temp[i] = 0x00; } HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1,&temp[i], &*pbuf++, count, SPI_TIMEOUT); CSN_DIS; return status; uint8_t nrf24_writebuf(uint8_t reg, uint8_t *pbuf, uint8_t count) { uint8_t status,i; uint8_t receive_temp; CSN_EN; status = HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1, &reg, &receive_temp, 1, SPI_TIMEOUT); for (i = 0; i < count; i++) 57

58 { HAL_SPI_TransmitReceive(&hspi1, &*pbuf++, &receive_temp, 1, SPI_TIMEOUT); } CSN_DIS; return status; } 5.2 Vezeték nélküli információ átvitel megvalósítása A vezeték nélküli kommunikációhoz szükség van egy adó és egy vevő eszközre. Ezen alkalmazás esetén az adó szerepét az inverter oldali mikrovezérlő tölti be. A vevő oldali modul a számítógéphez csatlakoztatott mikrovezérlő. A két eszköz az NRF24L01-es modulokon keresztül képes kommunikálni egymással és a számítógép oldali mikrovezérlő pedig soros porton (USART) keresztül küldi az információt a PC felé. Mivel az adatokat csak soron módon lehet küldeni, a vevőnek tudnia kell, hogy melyik adatot küldtük, illetve információ kiesés esetén nem szabad hibás adatot feldolgoznia. Az inverter áramainak és feszültségeinek feldolgozását 12bit-es A/D átalakítókkal végezzük, így ha 16bitet küldünk egyszerre, a felső 4bit feleslegessé válik. Ezt kihasználhatjuk, hogy tartalom szerinti címzést valósítsunk meg, mint a CAN-BUS protokoll esetén. Az adó és vevő oldalon is rögzítve van az adott információ kódja, így könnyedén azonosíthatjuk, hogy melyik adat lett elküldve. Mivel soros porton keresztül csak 8 bites csomagokat küldhetünk egyszerre, ezért szükség van egy olyan függvényre, amely az általunk küldeni kívánt adatot 2x8 bit-re bontja fel. A függvény az alábbi módon épül fel; void conversion_16bit_to_2x8bit(uint16_t dec) { uint8_t binary[16]; while(dec>0 & count<2) { binary[count]=dec%2; dec=dec/2; count++; } lsb = binary[0]; msb = binary[1]; } A függvény 2-vel leosztja a 16bit-es értéket, és a maradékos osztás segítségével bináris értékekké alakítja. A tömb 0. eleme tartalmazza az alsó az 1. eleme pedig a felső 8 bitet. A követező függvény az adat továbbításért felelős. 58

59 unsigned int send_uart(const uint8_t code, uint16_t value) { uint8_t msb_send,lsb_send; uint8_t temp[2]; } conversion_16bit_to_2x8bit(value); temp[0] = code<<4 msb;//msb temp[1] = lsb;//lsb HAL_UART_Transmit_DMA(&huart2,temp,2); Látható, hogy a függvény a felső 8 bit-hez egy vagy kapcsolat segítségével hozzákapcsolja az azonosítót. Az azonosító 4 helyi értékkel jobbra van tolva, így ezen érték a 12. bit-től kerül számításba. A LabView programban a dekódolást el kell végezni, hogy azonosítani tudjuk az információt. Az STM mikrovezérlő magas DMA támogatása miatt célszerű a perifériák működtetésére DMA vezérlést alkalmazni, a program gyorsabb futása érdekében. 5.3 A vevő áramkör felépítése Az inverter áramkör mérési adatainak fogadására szükség van egy vevő áramkörre, amit a számítógéphez csatlakoztathatunk, illetve egy szoftverre, ami az adatfeldolgozást végzi el. Mivel az eszköz soros porton keresztül kommunikál a számítógéppel, szükség van egy USB-UART átalakítóra. Alkalmazható UART-RS232 átalakító is, viszont egyre kevesebb az protokoll támogatottsága a számítógépek terén, ezért praktikusabb megoldást biztosít az USB. Az Olimex gyártó CH340-es típusú integrált áramkör családjával az USB-UART átalakítás egyszerű megoldását biztosítja. A stabil működéshez 12MHz-es kvarc oszcillátort igényel. Az eszköz a mikrovezérlőtől érkező TTL szintű jeleket USB szintre alakítja át, így a kimeneten érkező jel az USB protokollra közvetlenül csatlakoztatható. A kapcsolási rajzon megfigyelhető, hogy egy másik soros port is helyet kapott, amely a hibakeresést könnyíti meg a programozás során. Ez a soros port nem kapott USB-UART átalakítást az átalakító helyigénye miatt, a szintillesztést egy külsőleg csatlakoztatható átalakító végzi el. 59

60 A vevő áramkör kapcsolási rajza 60

61 6. Tesztelési eredmények 6.1 STGIPS20C60T-H A tesztelési eredményekben látható volt, hogy az adott kapcsolás megfelelően működik és a várt eredményt szolgáltatja. Megépítettem az áramkört, viszont ismereten okok miatt az STGIPS20C60T-H típusú inverter modul közös hídágban lévő félvezetői egymásra kapcsoltak. A lehetséges meghibásodás forrásai valószínűleg a bootstrap kapacitások voltak, amik a hídágban található felső IGBT-k begyújtásáért felelősek. Alkatrész beszerzési időhiány miatt sajnos nem tudtam tovább tesztelni a rendszert, ezért a megépített áramkör részegységeit külön teszteltem. 6.2 Vezérlő jelek A bal oldali ábrákon a mikrovezérlő által generált PWM jelek láthatók. A jobb oldalon az optocsotolók kimenetein megjelenő galvanikusan leválasztott jelek láthatók. 10%-os kitöltési tényezőjű PWM jelek 50%-os kitöltési tényezőjű PWM jele 61

62 90%-os kitöltési tényezőjű PWM jelek A mért eredményekből megállapítható, hogy az optocsatolók alkalmazása jeltorzuláshoz vezethet. Ez köszönhető a fel- és lefutási időnek és a nem lineáris fáziskarakterisztikának. 6.3 Jelfeldolgozás A mért jelalakok LabView-ban A mérést jelgenerátorok segítségével végeztem. A tervezett inverter áram- és feszültségmérő moduljaira szinusz jelet kapcsoltam. Az eredmény a 64.ábrán látható. A mikrovezérlőt funkcionálisan teszteltem a többi egységtől elválasztva az esetleges hibák elszeparálása érdekében. A kapott eredmények megegyeztek a tervezési 62

63 célkitűzésekkel. Úgyszintén külön-külön tesztelve lett a vezetéknélküli adatátvitel és a jelfeldolgozás NI LabView környezetben. Próbapanelen megépítésre került a teljesítményelektronikai blokk is, azonban itt a tesztelést a blokkban bekövetkezett zárlat miatt meg kellett szakítani (az alsó és a felső IGBT ismeretlen okból valószínűleg összeföldelési problémák miatt- egymásra gyújtott, bár ezt a blokkba beépített védőáramkörnek kellett volna megakadályoznia). Ez a hiba a blokk tönkremenetelét okozta és beszerzési és anyagi okok miatt valós hardveren a meghajtást tesztelni nem tudtam, de a dolgozatomban is látható módon Matlab környezetben szimuláltam. A szimulációs eredmények bizonyították az elképzelés jóságát. 63

64 Összefoglaló Napjainkban meghatározó szerepet töltenek be a villamos hajtások. Az egyfázisú aszinkron motorokat széles körben alkalmazzák az iparban és más területeken egyaránt. Sok esetben szükséges a motor fordulatszámának változtatása az adott feladathoz illeszkedően és az energiatakarékos felhasználás érdekében. Az ipari alkalmazásokban sok esetben szükség lehet a motor villamos paramétereinek valós idejű figyelésére. A dolgozatban bemutatásra kerültek az egyfázisú aszinkron motor fordulatszám változtatásának különböző módjai. Összefoglalóan áttekintettem az áram- és feszültséginverterek különböző alkalmazásait. Terveztem egy mikrokontroller alapú szinuszos impulzus szélesség modulációval vezérelt feszültség invertert egyfázisú aszinkron motorhoz. A modularitás megvalósítása érdekében a vezérlő áramkör elkülönül az inverter teljesítmény elektronikai áramköreitől, ezzel is csökkentve a szükséges szervízelési időt meghibásodás esetén. Az inverter egy STGIPS20C60T-H típusú teljesítmény inverter modult tartalmaz, amely magába foglalja a szükséges szintillesztő áramkört és 6db IGBT-t, csökkentve ezzel a nyomtatott áramkör méretét. Dolgozatomban vizsgáltam a vezeték nélküli jelfeldolgozás kedvező és költséghatékony megoldásait. Bemutatásra került az STM32 típusú mikrovezérlő család hatékony alkalmazhatósága a mérés- és vezérléstechnika területén. A számítógépes jelfeldolgozás fejlődésének hatására a LabView mérőprogram professzionális lehetőségeket nyújt a felhasználó számára, ezért a méréseket ezzel a programmal végeztem. A dolgozat tartalmazza az egyfázisú aszinkron motor egy lehetséges inverteres vezérlésének szimulációját Matlab Simulink-ben. Szakdolgozatom végén a szimulációs eredményeket összevetettem a mért eredményekkel. A dolgozatban bebizonyítottam, hogy megfelelő alkalmazás felhasználásával elhagyható az egyfázisú aszinkron motorhoz alkalmazott fázistoló kondenzátor. Bemutatásra került, hogy vezeték nélküli monitoring hálózattal egyszerűbb és költséghatékonyabb megoldáshoz jutunk a vezetékes buszrendszerekhez képest. 64

65 Summary Nowadays the electric drives are very important and getting more important in the future because of the electric vehicles. Single-phase induction motors are used in broad applications from industry and transport to household. Many applications need motor speed control for energy saving. Also, several industrial applications need real time monitoring of different electric parameters of the motor. The thesis work introduces different types of inverter applications for single-phase induction motor. My thesis work includes brief account of different voltage- and current inverters. Sine wave PWM inverter has been developed for single-phase induction motor. This inverter includes two modules. The first is a controller system and the second is a power module. The aim of this modularity is to decrease service time might needed. The monolithic block of STIGIPS20C60T-H was fitted in the power electronic module. This electronic part contains a level shift driver and six power IGBT, therefore the PCB size could be decreased. I studied some favourable wireless signal processing possibility. The applicability of the STM32 microcontroller family was demonstrated in measurementand control application. I used LabView for measurement and monitoring in my application. This development environment considered as an advanced measurement system. My thesis contains a sine wave PWM (SPWM) inverter simulation for singlephase induction motor. This simulation was carried out with Matlab Simulink. The thesis work finally contains comparison of some measured results with simulation. The thesis work introduce a method which proves that the single-phase induction motor can operate without phase shifter capacitor taking the advantage of the electronic control. 65

66 7. Mellékletek 1. melléklet Vezetősávok minimális szélessége a külső rétegeken vezetett áramok függvényében [13] 2. melléklet Vezetősávok minimális szélessége a belső rétegeken vezetett áramok függvényében [13] 66

67 3. melléklet Szigetelési távolságok meghatározása [13] 67