Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Elektronikus Eszközök Tanszék. jegyzet

Átírás

1 Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Elektronikus Eszközök Tanszék Rádiófrekvenciás integrált áramkörök tervezése és alkalmazása jegyzet BME VIK 2008

2 2

3 Tartalomjegyzék I. Eszközfizika 7 1. Zajjelenségek Termikus zaj Sörétzaj Árameloszlási zaj/ Rekombinációs zaj Villódzási zaj (flicker zaj) Zajtényező Zajhőmérséklet Többfokozatú erősítő zajtényezője Zajtényező (folytatás) PN átmenet zaja Diódák Dióda admittanciája Keverő dióda Varaktorok A varaktor zaja Step-recovery dióda PIN dióda Záróirányban a térerősség eloszlása: A dióda helyettesítő képe Tranzisztor nagyfrekvenciás viselkedése Áramkiszorítás Kirk effektus EZT A RÉSZT KELLENE KITALÁLNI, HOGY HOVA VALÓ A pn átmenet kapcsolóüzemű működése Diffúziós kapacitás, komplex admittanicia

4 4 TARTALOMJEGYZÉK II. Modellezés A bipoláris tranzisztor modellezése A bipoláris tranzisztor működése Az Ebers-Moll modell A bázis és a kollektor soros ellenállása Kimenő vezetés és visszahatás (Early-hatás) A tranzisztor határfrekvenciái Az áramerősítés nagyfrekvenciás csökkenésének okai A tranzisztor határfrekvenciái (folytatás) A méretcsökkentés hatásai A határfrekvenciák munkapontfüggése Nagyáramú effektusok A Gummel-Poon modell A VBIC modell A Philips MEXTRAM modell A HICUM (HIgh CUrrent Model) modell Zaj szimulációja A kapacitások modellezése Hőmérsékletfüggés modellezése A paraméterextrakció lépései A technológia hatása a bip. tr. paramétereire A bipoláris tranzisztor alkalmazási területei Sebesség optimalizálása A heteroátmenetes bipoláris tranzisztor Gyártási technológiák A HBT felhasználási területei III. Áramkörtervezés Áramkörtervezés Integrált áramkörök sajátosságai (NYÁK < > IC tervezés ) Alapáramkörök Matching Feszültség, áramreferencia előállítása Bandgap áramkör Műveleti erősítő Gilbert cella

5 TARTALOMJEGYZÉK 5 8. Mixed signal áramkörtervezés Magyarország helyzete az elektronikai piacon Tervezési metodikák Absztrakciós szintekre bontás Specifikáció és rendszerszintű tervezés Tesztelés és szimuláció Szabadsági fok és költség Time to market Kivitelezés és prototípus IV. Nagyfrekvenciás méréstechnika Alapismeretek Alapismeretek, tápvonalak Maxwell egyenletek Szinuszos gerjesztés Homogén, izitrop közeg Tápvonalak Microstrip hullámvezető Coplanar strip és slot line vezetők Reflexió Return loss Állóhullám arány Smith-diagram Illesztés koncentrált elemekkel S-paraméteres leírás Feszültség és áramreflexiós tényező j-port szemlélet, Watt fogalma Kapcsolat a j,b j és v j,i j között Az S paraméterek Vector Network Analyzer Zajmérés nagyfrekvencián

6 6 TARTALOMJEGYZE K

7 I. rész Eszközfizika 7

8

9 1. fejezet Zajjelenségek 1.1. Termikus zaj Oka: töltéshordozók termikus, statisztikus mozgása. Két ellenállás között 1Hz sávszélességen kt energia cserélődik. P z = kt f Az áramgenerátoros vagy feszültséggenerátoros helyettesítőképek: Lezárva azonos ellenállással az átmenő energia: Īz 2 R = P 2 2 z = kt f innen: Īz 2 = 4kTR 1 f Feszültséggenerátoros helyettesítés esetén: Ūz 2 = 4kTR f 1.2. Sörétzaj A potenciálgáton áthaladó töltések áramimpulzosokat okoznak. Ennek szórása: 9

10 10 FEJEZET 1. ZAJJELENSÉGEK Ī 2 z = 2qI f Ahol I az átlag egyenáram. Mindkét zaj ellenállása frekvenciafüggetlen Fehér zaj 1.3. Árameloszlási zaj/ Rekombinációs zaj Ha : Ī 2 z = 2qI 1 I 2 f ahol I 1 és I 2 a két áram amire az áram eloszlik. ha I 1 << I 2 akkor Ī 2 z = 2qI 1 f 1.4. Villódzási zaj (flicker zaj) Frekvenciafüggő, félvezetőknél elsősorban a felületi hibák okozzák: P z 1 f Zajok összegzése csak teljesitményben lehetséges. U 2 ze = U 2 z1 + U 2 z2 A spektrális zajintenzitás pontos kifejezése: P (f) = hf exp( hf kt ) 1 + hf ahol a második tag a feketetest sugárzása. 300K-en és a rádiófrekvenciás-mikrohullámú tartományban (100M Hz 100GHz) hf kt (h = [Js],k = [ 23 J K] ) igy a fenti egyenlet sorbafejthető e x 1 + x szerint P (f) = kt + hf kt

11 2. fejezet Zajtényező Egy erősitő erősiti a bemenetére eső jelet és a zajt. Így ideális esetben a kimeneten a kettő aránya, azaz a jel/zaj viszony azonos lesz a bemenetivel. A valóságban azonban az erősitő is termel zajt igy a kimeneten az ideálishoz képest nagyobb lesz a zaj vagyis kisebb a jel/zaj arány. A romlás mértéke a zajtényező: ez átirható a következő módon: F = (jel/zaj) be (jel/zaj) ki F = jel be/zaj be jel ki /zaj ki = zaj ki zaj be jel ki jel be = P zajki G P zajbe A jel/zaj viszony teljesítményekre értendő, P zajki a kimenő zajteljesítmény, P zajbe a bemenő zajteljesítmény és G a teljesítményerősítés Zajhőmérséklet A hozzáadott zaj zajhőmérséklettel is kifejezhető, mivel nagyobb hőmérséklet nagyobb zajt jelent F = 9T T, [db] és T = 600F 9 F, [K] Ahol F értéke db-ben adandó, T zajhőmérséklet pedig Kelvinben. 11

12 12 FEJEZET 2. ZAJTÉNYEZŐ 2.2. Többfokozatú erősítő zajtényezője Az első fokozat kimenetén már megnövekedett jelszint van, azaz a következő fokozat zaja már gyenge a jelhez képest, így csak kissé rontja a jel/zaj viszonyt. F 1 F 2 Ha az első fokozat zajteljesítménye F 1, a másodiké F 2, az eredő zajtényező: F = F 1 + F 2 1 G 1 G 1 az első fokozat teljesítményerősítése. Három és több fokozatnál F = F 1 + F 2 1 G 1 + F 3 1 G 1 G Zajtényező (folytatás) Saját zajt a bemenetre redukálva zajmentes P zbe P zred G P zki = G(P zbe + P zred ) F = P zki = 1 + P zred G P zbe P zbe azaz P zred = P zbe (F 1) A második fokozat zaját a bemenetre redukálva P zbe P zred1 G1 G 2 P zred2

13 2.4. PN ÁTMENET ZAJA 13 F = P zbe + P zred1 + P zred2 P zbe P zred2 = P zred 2 G 1 = P zbe(f 2 1) G 1 P zred1 = P zbe(f1 1) P zki = (P zbe + P zred1 + P zred2 )G 1 G PN átmenet zaja = P zbe + P zbe(f 1 1) + Pzbe(F2 1) G 1 = F 1 + F 2 1 P zbe G 1 Zérus előfeszültségnél két áram folyik: diffúziós (elektronok n-ből p-be és lyukak a p rétegből az n-be) és drift (elektronok ( a p-ből az n rétegbe). (e )) U 1 U Mindkét áramnak van sörétzaja. Nagyságuk I s I = I s t. Így a zaj i 2 z = 2 2 q I s f = 4 q I s f A dióda differenciális ellenállása r d = Ut I+I s, ha I = 0 és r d0 = Ut T I s = k q I s T innen q I s = k r d0 beírva Iz 2 képletébe Iz 2 T = 4 k r d0 f az áramok a termikus ellenállás képletével. U U Nyitóirányban egyik irányban I s e t áram folyik (diffúziós), míg a másikban I s. Így a teljes sörétáram ( ) i 2 U U z = I s e T + I s 2 q f U U mivel I s e T = I + I s, így i 2 z = 2 q (I + 2 I s ) f Ezen kívül fellép a soros ellenállás a zajain. Záróirányban csak I s és I g folyik. I g generációs áram a kiürített rétegben, így i 2 z = 2 q (I s + I g ) f

14 14 FEJEZET 2. ZAJTÉNYEZŐ

15 3. fejezet Diódák 3.1. Dióda admittanciája Y D = I U t 1 + j ω τn Ha ω τ n 1, sorbafejtve Y D I U T ( ) 2 j ω τ n = G D + j ω C D ahol G D = I U T, C D = 1 G 2 D τ n = 1 I 2 U T τ n ha ω τ n 1 Y D I U T (j ω τ n ) 1 2 J 1 2 = j 1 2 így Y D = I (ω τ n ) 1 I 2 +j (ω τ n ) 1 I 2 = 1 n ) 2 UT 2 UT U T 2 (ω τ 1 I 1 2 +j ω U T 2 ( τn ω )1 2 } {{ } C diff Tehát G(ω) és C D (ω) is frekvenciafüggő! 15

16 16 FEJEZET 3. DIÓDÁK 3.2. Keverő dióda Dióda egyenlete: I = I 0 ) (e U m U t 1 m idealitás faktor, ideális esetben m = 1. A dióda vezetése differenciálással: g j = I s m U t e U m U t Ha a helyi oszcillátor ω e frekvenciájú jele, mely jóval nagyobb U T -nél, a keverődiódára jut, g j periódikusan váltakozó jel g j (t) = g 0 + g 1 e j ω 1 t + g 2 e j ω 2 t +... A diódára rákapcsolva a bejövő jelet, a keletkező áram: i(t) = g j (t) e j ωs t szerint változik, ahol ω s a jel frekvenciája. Így az áramban megjelenik ω l és ω s???. Ebből ω l ω s -t???? ki, ez a középfrekvencia. Dióda kis kapacitású legyen. Ilyen az aranytűs dióda, mely a Schottky dióda. A dióda kisjelű helyettesítőképe:

17 3.3. VARAKTOROK 17 C sz1, C sz2 parazita?????st kapacitások, L s parazita soros induktivitások, r s soros ohmos ellenállás. g j és C j a pn átmenet differenciális ellenállása és kapacitása. Ezek feszültségfüggőek (g j és C j ). Jellemző értékük: C j 0, 1pF, g j mS, C s z1 0, 01pF, L s 0, 5nH, C sz2 0, 1...0, 5pF. A határfrekvencia g j f c = 2 π C j az GHz tartományba esik. A dióda zajtényezője a helyi oszcillátor teljesítményének függvényében minimumot mutat Varaktorok Feszültségfüggő kapacitások, záróirányba előfeszített diódák. A tértöltésréteg kapacitás feszültségfüggő értéke: C = ε Si A S ahol S a kiürített réteg szélessége. Ez feszültségfüggő S = f(u)???????????????????: ( 2ε Si 1 S = + 1 ) U D U q N a N d Így a kapacitás: ( )1 q N εsi 2 C = A (UD + U ) ahol U = U a zárófeszültség abszolút értéke, N a gyengébben adalékolt 1 oldal adalékkoncentrálciója. Ha pl N a N d, N a 1 N d és 1 N d elhanyagolható. ahol Lineáris átmenet esetén a kapacitás C(u) = ε si A( qk eff 3 K eff = ) 1/3 (U R + U D ) 1/3 k D [1 + (k D /k A ) 1/3 ] 2 és k D, k A a donor, ill akceptor atomok koncentrációs paraméterei.

18 18 FEJEZET 3. DIÓDÁK ez alapján C(u) Const U 1/3 R előnyösebb ha a kapacitás gyorsabban változik a feszültségnél, mert az ugrásszerű átmenet jobb a lineáris átmenetnél. Mivel ω 0 = 1 LC és C változtatásával változtatjuk a rezonanciarekvenciát C (U R + U D ) 1/2 ω 0 (U R + U D ) 1/4 Zérus feszültségnél már jelentős a dióda differenciális ellenállása. szükséges, azaz U D 0.8V U R = 2 4 = 16 U R max = = = 12V kell ha U Rmin = 0.2V, akkor U Rmax = 16 1 = 15V p+ lineáris átmenetnél lasabb függvény szerint változik a kapacitás, mint az ugrásszerűnél. Ellentétesen változtatva az adalékkoncentrálciót, az ugrásszerű átmenetnél is gyorsabb kapacitásváltozás érhető el. Ekkor az adalékkoncentrálció csokken távolodva a PN átmenettől. Ez a hiper abrupt dióda:

19 3.3. VARAKTOROK 19 az erősebben adalékolt oldal lehet nem állandó koncentrálciójú (diffundáltatott átmenet). A kapacitás akár C U 1 szerint is változik! Szerkezet, helyettesitő kép: r cp, r cn a kontaktus ellenállások r sn + az n + réteg ellenállása r sn a gyengén szennyezett n réteg nem kiüritett rétegének ellenállása r sp a p réteg soros ellenállása C j a PN átmenet kapacitása R j pedig a zaroiranyu átmenet szivárgási ellenállása r sp = 1 qa r Sn = 1 qa C j = εa s(u R ) W p S p W n S n dx p µ p N A (x) dx n µ n N D (x) r Sn + = W n + qµ n N + D

20 20 FEJEZET 3. DIÓDÁK A kontaktus ellenállások: r Cn = ρ C n A n r Cp = ρ C p A p ρ Cn és ρ Cp a fajlagos kontaktus ellenállások. Helyettesítő kép: C sz1, C sz2 szórt kapacitások, L s a soros induktivitás, r s a soros ellenállások összege. Nagyságrendek: c j r s C sz1 L s C sz pF Ω néhányszor 0.01pF néhányszor nH néhányszor pF Kapacitásmeredekség: Kapacitásarány: pl. U R = 0 és 3-nál Impedancia helygörbéje: m = d lnc j du R β = C j(0) C j (3) UR =0

21 3.3. VARAKTOROK 21 f os 1 2π L s C j f op 1 2π L s C sz2 a soros és párhuzamos rezonanciafrekvenciák. A jósági tényező: Q = f c f ahol f c a határfrekvencia f c = 1 2πC j r s f c felett kapacitás helyett ellenállásként viselkedik az r s C j???? A varaktor zaja Zajt az ellenállások valamint a pn átmenet szivárgási árama termelnek. Rezonancián a soros ellenállás párhuzamossá transzformálható (kihangolt rezgőkörben van a varaktor). R p = r s Q 2 1 = ω 2 r s Cj 2

22 22 FEJEZET 3. DIÓDÁK (L és C párhuzamos eredője rezonancián zérus) i 2 g = 4kT 0 G g f i 2 g = 4kT d 1 rq 2 f I 2 s = 2qΓI g f T 0 a generátor, T d a dióda hőmérséklete, Γ konstrukciós tényező Si-nál 2 3, GaAs-nél 1. A zajhelyettesítő kép így: A zajtényező ezek alapján: F = 1 + r sc 2 j ω 2 G g T d + q ΓI g T 0 2kT 0 G g

23 3.4. STEP-RECOVERY DIÓDA Step-recovery dióda A step-recovery dióda, vagy töltéstároló dióda tulajdonsága, hogy kikapcsoláskor a tranziens második fázisa, a lefutási idő igen rövid az átlagos diódákhoz képest, míg az első fázis pedig hosszú (innen van a töltéstároló dióda elnevezés). Az alábbi kapcsolást véve: Ha U(t) egy szinusz hullám, az áram alak az alábbi lesz: Fázisok: a) Töltés-visszanyerés, a felhalmozott kisebbségi töltések (diffúziós töltés, pl. elektronok) visz-szaáramlása az eredeti (n) rétegbe, töltéstárolási idő.

24 24 FEJEZET 3. DIÓDÁK b) Gyors lefutású, step-recovery szakasz, a kikapcsolás második fázisa. c) Tértöltés réteg/kiürített réteg feltöltése. d) Kiürített réteg kisütése. A step-recovery szakaszban igen gyorsan változik az áram, ezért ennek a (feszültség szinuszos) függvénynek sok lesz a felharmonikusa, amelyek közül az egyiket kiszűrjük a spektrumból, így az áramkör frekvenciasokszorozásra használható. A normál dióda kikapcsolási tranziense (impulzus meghajtás esetén) és az elektronok eloszlása látható a p oldalon (n+p átmenetet vizsgálva). A tárolási idő végén lévő elektroneloszlást, amely a p oldalon lévő elektroneloszlás, bevonalkáztuk. A tárolási idő végén az elektronsűrűség x = 0 helyen (a kiürített réteg széle) nullára csökken. Mivel a step-recovery dióda esetén az elektronok visszaáramlását a beépített térerő, E segíti, x = 0 helyen dn (diffúziós áram!) kicsi, így kevés a t = t dx s időpillanatban a p oldalon maradó elektron (diffúziós) töltés, így az áram lefutása gyorsan megtörténik.

25 3.5. PIN DIÓDA 25 A beépitett tér inhomogén adalékolással hozható létre. Az adalékkoncentráció ni távolodva a pn átmenettől. Veszteségek a soros ellenállás, valamint a rekombinálció energiaveszteséget jelent. Ezért nagy elektron élettartam szükséges, általában nagyobb mint a sokszorozandó jel periódusidejének a tizszerese. A letörési feszültség növelésére 2 diódát is sorbakapcsolhatunk 1 tokban PIN dióda Szerkezet: Két erősen adalékolt réteg között egy elvileg intrinsic valójában egy gyengén adalékolt réteg van. Gyenge P => π, gyenge N => γ Záróirányban a térerősség eloszlása: Mivel de = dx qn A vagy de = ε dx +qn D a kiüritett rétegben lévő tértöltést az ε adalékatomok adják igy az i rétegben ρ = 0 azaz de = 0 a határolórétegben dx pedig N D, N A nagy igy de nagy. Ha az i rétegben n van adalékolva akkor dx ott de dx 0 de kicsi érték.

26 26 FEJEZET 3. DIÓDÁK E M a maximális térerő. ideális PIN diódánál, ha N D, N A nagy, U E M W ahol W az i réteg szélessége és az i réteg mindig ki van üritve. A lavinaletörés feltétele: α dx = 1 ahol α a lavinaletörési tényező. W α = Ae β E mivel itt E = du ezért α állandó a kiüritett rétegben igy W A e β E = 1 W A = e β E = β E m = ln(aw) β E m = ln(aw ) és U β = WE m = Wβ ln(aw ) ahol E m a térerősség, U β a letörési feszültség. W növelésével E m csökken, ezért a letörési feszültség lassabban nő, mint az i réteg szélessége.

27 3.5. PIN DIÓDA 27 Ha a középső réteg is adalékolt, kis feszültséggel lehet a réteget kiürítetté tenni. Ekkor a PIN dióda közönséges diódaként viselkedik, nagy soros ellenállással. Ekkor C j = U r 1/2, U r a záróirányú feszültség. Ha a kiürített réteg eléri az n+ részt, a ν réteg teljesen kiürül, a kiürített réteg szélessége megegyezik az i rétegével. Ekkor írható, hogy 2ǫSi ahol U pt azátszúrásifeszültség, W SC = q ( ) U D + U pt N A N D N A N D, W SC W 2ǫSi így W SC = U D + U pt qn D ezért U pt = U D + qn 2 DW 2ǫ Si N D az adalékkoncentrációaνrétegben U D adiff úzióspotenciál. U D = kt ln N DN A q n i 0, 8V U pt felett a kiürített réteg csak kissé tud behatolni az n+ és a p+ rétegekbe ( de ) igen nagy ott!), így a kiürített réteg szélessége U dx pt felett gyakorlatilag nem nő. Mivel C j = ǫ A W SC, így Cj is állandó lesz. Upt alatt C j (U D + U R ) 1/2 A kiürítés alatti feszültségen a kiürült réteg admittanciája Y j = G j + jωc j jωc j legyen, amihez legalább 1500 [Ω cm] -es fajlagos ellenállás kell. Helyettesítőképek:

28 28 FEJEZET 3. DIÓDÁK Nyitóirányú állapot Az n+ oldalról elektornok, a p+ oldalról lyukak áramlanak a középső i rétegbe. Az n+ -i és i-p+ átmeneteknél potenciálgát alakul ki, ezért az elektronok gyakorlatilag nem hatolnak be a p+, a lyukak az n+ rétegbe. Ha a töltéshordozó koncentráció a középső rétegben jóval nagyobb mint az oldalsó rétegekben lévő koncentráció, n p lesz a töltéssemlegesség miatt. ( A ν rétegben p + N D = n, de mivel p >> N D, n p). A lyuk-és elektronkoncentráció képe: Ha közelítőleg µ n µ p A folytonossági egyenlet lesz d 2 p dx 2 = p L 0 2

29 3.5. PIN DIÓDA 29 ahol L0 az ambipoláris diffúziós hossz, τ n = τ p és n(x) = p(x) = p( W 2 ) ch( X L 0 ) ch( W 2L 0 ) p(w/2) a nyitóirányú áramból számítható: I = Q diff = q p(x)dx τ τ ahonnan p( W 2 ) = Iτ 0 cth( W ) 2qL 0 2L 0 A képletben van egy közelítés, mert p csak közelítőleg egyenlő n-el. A diffúziós áramok kiejtik egymást, mivel n=p, a teljes áram driftáram formájában folyik. I qµ(n + p)e U = Edx U I = 1 U/2 dx A U/2 qµ(n + p) = R W n illetve p értékét behelyettesítve R W = 2 D µu sh W 2L 0 (arctg(exp W 2L 0 π/4)) ha w/2l 0 1R W D 0 2µ (W ) 21 L 0 I = 1 2 (W ) 2U T L 0 I és U = R WI = 1 2 (W L 0 ) 2 U T állandó! Egyszerűbben is megkapható, ha n=p állandó I qwna E = és I = Aqµ2n τ 0 E = QWnA = W Aqµ2nτ 0 2muτ 0 deµ = D U T merte = W U T = W U 2Dτ 0 2L 2 T 0 és a feszültség U = EW = 1 2 (W L 0 ) 2 U T,f üggetlenül az áramtól!

30 30 FEJEZET 3. DIÓDÁK Középső réteg kisjelű impedanciája Nagyon fontos, mivel a PIN diódát kapcsolóként használva nyitótartományban rövidzárat mutat és megakadályozza a jel bejutását az erősítőbe, amikor a radar éppen nagy teljesítménnyel ad (vevőoldal védelme). Változó lyukkoncentráció a váltakozó jel hatására! p(x,t) = p 1 e γx e jωt A folytonossági egyenlettel együtt: p t = p + D 2 p 2 τ 0 x 2 A fenti egyenletet behelyettesítve γ-ra adódik: γ = ±1 L jωτ0 A valós rész adja az amplitudó változását. Fizikailag a csökkenő amplitúdónak van értelme, így az amplitúdó e x L ωτ0 0 szerint csökken. 2 2GHz frekvencián τ 0 = 5µs esetén, ha W L 0 = 0, 1 esetén ez csak 5-6% behatolást jelent. Itt a lyukáram diffúziós áram, ezen felül a...? befolyó driftáram. Ez a megmaradó rész adja tehát az ellenállást, így: R W 1 2 (W ) 2U T L 0 I Ahol W az i réteg azon része, ahová a diffúziós áram már nem tud behatolni. Az átmeneti zónában δu váltófeszültség esik, ami... van az árammal (diff. töltés -> kapacitás). Ezt Z δ képviseli. Ha ω nő, a behatolás csökken, így Z δ is A dióda helyettesítő képe Dióda helyettesítőképe:

31 3.6. A DIÓDA HELYETTESÍTŐ KÉPE 31 a, általában b, ωτ 0 1 eseté n Nagyjelű működés: Nagy szinuszos jellel meghajtva, pl.: radarok vevőjének bemeneti védelménél, a dióda egyenirányítóként működik, aközépső réteg néhány periódus alatt megtelik töltéshordozókkal, az impedancia így lecsökken. Értéke: R w ( ) W U ωτ T 0 L 0 I1,ahol ω a frekvenciája, I 1 az amplitudója az áramnak. Áramimpulzussal meghajtva (pin dióda mint kapcsolt csillapító) Bekapcsolás négy fázisra osztható: 1. Az áram kisüti a kiürített réteg kapacitását, a feszültség nullára csökken ( a zárófeszültségről) 2. Az n + oldalnál elektronok, a p + oldalnál lyukaklépnek be az i rétegbe és kezd az feltöltődni. Az i réteg középső részein még nincsenek töltéshordozók. Ott nő a térerőség. 3.Az elektronok és lyukakközépen összeérnek, ott kialakul egy semleges rész, mely egyre nő, középen csökken a térerősség. Ez a fázis akkor ér véget, amikor a teljes i réteg semleges lesz, azaz n(x) p(x) 4. Az i rétegben lévő töltés még nem elég nagy ahhoz, hogy a rekombináció megegye az áramot, így a töltés addig nő, amíg ez bekövetkezik, tehát amikor Q=áll. Kikapcsoláskor az egyik oldalon az elektronok, a másik oldalon a lyukak folynak ki. A középső semleges rész elkezd elválni, a kifolyó elektronáram

32 32 FEJEZET 3. DIÓDÁK a szélén elektronokból álló tértöltést hoz létre, aminek következtében megnő a térerősség az i réteg két szélén. Második fázis: a lyukak és elektronok eltávolodnak egymástól, az i réteg közepérül kiürülnek a töltéshordozók. Ez a kiürült réteg szélesedik, míg a teljes i réteg kiürül. Közben a térerősség és a dióda feszültsége nő. A feszültség és áramtranziens:

33 3.6. A DIÓDA HELYETTESÍTŐ KÉPE 33

34 34 FEJEZET 3. DIO DA K

35 4. fejezet Tranzisztor nagyfrekvenciás viselkedése A tranzisztor erősítése csökken a frekvenciával: α(ω) = α 0 1+j ω ωα α 0 a kisfrekvenciás, földelt bázisú áramerősítés ω α határfrekvencia, ahol α 0 2 A földelt emitteres áramerősítés: β(ω) = β 0 1+j ω ω β Mivel β = α 1 α β(ω) = α0 1+j ω ωα 1 α 0 1+j ω ωα = α 0 1 α 0 +j ω ωα = α 0 1 ω 1 α 0 1+j (1 α 0 )ωα azaz ω β = (1 α 0 )ω α ω α de 1 α 0 = 1 β 0 +1 α 0 = β 0 β 0 +1 β 0 = α 0 1 α 0 így β néhányszor = β 0 1+j ω ω β (MEGJEGYZÉS: itt volt egy érdekes szakadás az oldal között, gondolom a scannalésnél lehetett egy kis gubanc, de én folytatom az 53. oldallal) Ahol β(ω 1 ) = 1,ω = ω 1 ω α ha ω ω β 1β β 0 j ω ω β [KÉPLET] Maximális oszcillációs frekvencia, ahol a teljesítményerősítés értéke 1-re csökken ω max = 2 1 ωα Itt r r bb C b bb a bázis terjedési ellenállás, a báziskontaktus c és az elektromosan hatásos bázis között mérhető ohmos ellenállás,c b c a belső bázispont és a kollektor közötti kapacitás. (A záróirányú C-B előfeszítés miatti kiürített réteg kapacitása.) 35

36 36 FEJEZET 4. TRANZISZTOR NAGYFREKVENCIÁS VISELKEDÉSE Emitter n+ erősen adalékolt. ω max környékén a teljesítményerősítés a frekvencia négyzetével arányos: ( ω A p (ω) = ω max ) 2 ω α analízise ω α -t négy terjedési idő befolyásolja: ω α = 1 τ ec - τ E az emitter időállandó τ ec = τ E + τ B + τ C + τ C τ E = r e (C eb + C b c + C p ) C eb az emitter bázis kiürített réteg kapacitása, C b c a kollektor-bázis kiürített réteg kapacitása, és C p az egyéb szórt kapacitások, a báziskivezetéssel kapcsolatban r e = U T I E = kt qi E ahol I E a munkaponti áram - τ B a bázis töltési időállandó, vagy bázis futási idő τ B = Q B I E ahol Q B a bázisban felhalmozott kisebbségi töltéshordozók diffúziós töltése. - τ C a kollektor-bázis kiürített rétegben a futási idő τ C = W C υ s υ s a telítési sebesség, mivel a kiürített rétegben lévő nagy térerőség miatt a töltéshordozók a telítési vagy termikus határsebességgel terjednek. W C a kollektor oldali kiürített réteg vastagsága (influált áram!) - τ C a kollektor időállandó τ C = r C C b c

37 r C a kollekor soros (ohmos) ellenállás, C b c a kollektor-bázis kiürített réteg. Nagy ω α eléréséhez mind a négy tényezőt csökkenteni kell. Mivel τ E és így r e adott a munkaponttal, τ E C eb csökkentésével érhető el. Ehhez egyrészt csökkenteni kell az emitter területét, másrészt csökkenteni kell a bázis adalékolását. Az utóbbi azonban növeli τ B -t. Nagyobb feszültséghez szélesebb kiürített réteg szükséges a kollektornál, ez viszont növeli τ C -t, azaz csökkenti a határfrekvenciát. τ B számítása homogén bázis esetén 37 így A diffúziós töltés: dn I E = qad n dx = qad n(0) n W B Q B = qa WB 0 n(x)dx = qan(0)w B 2 τ B = Q B = W B 2 I E 2D n Azaz a bázisszélesség csökkentésével rohamosan csökken a bázis futási idő. Másképpen: ( ) W 2 2 B 1 WB Q B = I E = I E τ n 2D n 2 L n A futási idő tovább csökkenthető inhomogén adalékolású bázis segítségével. Ha az adalékkoncentráció a bázisban az emittertől a kollektor felé haladva csökken, ez olyan ún. beépített teret hoz létre, mely segíti az elektronokat a kollektor felé, így gyorsabban odaérnek. Az áram így nem diffúzió, hanem drift révén folyik. Ez az ún. drift tranzisztor. Legyen az adalékkoncentráció N B = N B0 e ( η x ) W B ahol η a drift faktor, W B a bázis (elektromos!) szélessége. Az elektron eloszlás ez esetben:

38 38 FEJEZET 4. TRANZISZTOR NAGYFREKVENCIÁS VISELKEDÉSE Mivel n(x)dx a bázistöltéssel arányos, látható, hogy η növelésével egyre csökken Q B, így csökken a futási idő τ B is, és nő a határfrekvencia. Teljes levezetés külön lapon! A bázistöltés ekkor az alábbiak szerint számítható: Q B = I En τ n ( WB L n (ahol I : E n = I E ) F(N B ) a bázis profil tényező: F(N B ) = 1 W 2 B WB Exponenciális adalékprofil esetén értéke: 0 ) 2 F(N B ) 1 WB N B (ξ)dξdx N B (x) x F(N B (x)) = η + e( η) 1 η 2 η maximálisan mekkora lehet? Az emitternél a bázis ne legyen még degenerált, ezért a Fermi-szint legyen a tiltott sávban, a kollektornál pedig ne legyen intrinsic. Határhelyzetben: Mivel U B = U T η ahol U B a teljes beépített feszültség a bázisban, és ez maximum Wg lehet (U 2q T = 26mV!) Azaz 1.12 = 0.56V, ezért 2 η max = = 21.5 U T = 26mV! A valóságban ennél kisebb érhető el. Ekkor, ha η 1 F(W B ) 1 η

39 4.1. ÁRAMKISZORÍTÁS 39 és a diffúziós töltés csökkenése a homogén bázishoz képest Q Bhom Q Binhom = Ilyen arányban nőhet a határfrekvenciája, amennyiben a többi tényező kevésbé fontos. Ez azonban Q B csökkenésével egyre kevésbé hat: pl. bázisadalék növelése az emitternél növeli az E-B kiürített réteg kapacitását, és így a τ E időállandót! (C eb nő) τ e csökkenhet az emitter felületének csökkentésével, de ekkor nő az áramsűrűség és az ugy nevezett áramkiszorítás is η = η Áramkiszorítás A tényleges tranzisztormünködés az emitter alatt jön létre. Ez alatt van a képzeletbeli belső bázispont.a bázishoz azonban csak a felületen tudunk kontaktot teremteni. Ez a B jelű bázis P réteg. A kettő között található az rbb ohmikus ellenállás.a bázisáram B nél folyik az emitter alá. A félvezetőben feszültségesés jön létre. Az emitter ekvipotenciális felületének révén (jól vezető réteg) igy az emitter-bázis nyitófeszültség csökken az emitter szélétől a belseje felé haladva. Az áramsűrűség a feszültséggel arányban e U(x)/U T szerint függ, azaz a bázisban Ut=26mV feszültségesés hatására az emitteráram csökkenés e szeres.minnél nagyobb a bázisáram annál nagyobb az emitteráram sűrűség változása, azaz az emitteráram egyre inkább csak az emitter szélein folyik, a belseje felesleges lesz, de a tértöltéskapacitást növeli ebből kifolyólag az a jó emitter aminek nagy a kerülete a területéhez képest ezért a kör a legrosszabb alakzat, illetve egy nagy kör helyett csak kis köröket (sok emitter) kell használni.

40 40 FEJEZET 4. TRANZISZTOR NAGYFREKVENCIÁS VISELKEDÉSE Nagy kerületű és kis területű formákat kell létrehozni Kirk effektus Az áramsűrűség növelésével a bázis-kollektor kiürített rétegen átfolyó elektronok töltése egyre kevésbé lesz elhanyagolható. Ez a negativ töltés növeli a töltéssűrűsége a kiűrített réteg bázis felőli oldalán mivel ott az akceptor atomok tértöltése is negatív, viszont csökkenti a tértöltéssűrűséget a kollektor oldalán mivel ott a donor atomok pozitív tértöltést hoznak létre.igy csökken a kiürített réteg vastagsága a bázisban, ezért nő a bázis semleges része és igy a bázis futási idő is, tehát csökken a határfrekvencia. Így az emitterhatásfok: η e = I En 1 1 I En +I Ep 1+ Dp W B N B vagy 1+ Dp W B N B Dn W E N E Dn LpNe η e 1 ha N E Transzport faktor: η tr = I Cn I En = I En I r I En = 1 Ir I En I r rekombinációs áram: I r = Q B τ n Q B a bázisban lévő elektrontöltés Q B = q n(0) 2 W B I r = q n(0) Tehát η tr = 1 2τ n W B W2 B 2D nτ n = ( ) 2 W B τn I En = qd n n(0) W B Inhomogén bázisú tranzisztor Inhomogén bázis beépített tér I p 0 = qd p dp dx + qµ ppe(x)

41 4.2. KIRK EFFEKTUS 41 dp innen E(x) = Dp 1 U µ p p dx T 1????? jelleget mutat. W B U B = η a drift tényező. 0 dn B N B dx E(x)dx = U T ln N B(0) N B (W B ) = U T η = U T d dx lnn b ha N B csökken fékező Exponenciális profilnál N B (x) = N 0 e η x W B η ezért E = U T W B = const. A tranzisztor áramainak számítása: dn I n = qaµ n n E + qad n = qaµ 1 dx n n U T p dp + qad dx n dn = qad dx n 1 d (pn) p dx I n qad n W B x innen x = 0-nál I n = qadnp(0)n(0) W RB p(x)dx 0 p(ξ)dξ = p(x)n(x) U BE = qadnn2 i e U T W RB p(x)dx 0 Ha az emitter is keskeny, hasonló képpen számolható I pe, és???? végül az emitterhatásfok lesz 1 η e = 1+ Dp Dn 0 R W B 0 N B (ξ)dξ R W E 0 N E (ξ)dξ A bázisban található összes injektált töltés: W B W B W B Q B = q n(x)dx = In 1 qd n p(ξ)dξp(ξ) N p(x) B /ξ)???? Bevezetjük a bázisprofil tényezőt: F(N B ) = 1 W B W B 1 WB 2 N B N (x) B (ξ)dξ 0 x és így ( ) 2 Q B = I En D n WB 2F(N W B) = I En τ B n F(NB L n ) 0 x Homogén adalékolásnál F(N B ) = 1 2 Exponenciális adalékolásnál N B (x) = N 0 e η W B x F(N B ) = η+e η 1 η 2

42 42 FEJEZET 4. TRANZISZTOR NAGYFREKVENCIÁS VISELKEDÉSE Transzport hatásfok számítása ( ) ] 2 I Cn = I En Q B W τ n = I En [1 B F(NB L n ) ( ) 2 W azaz η tr = 1 B F(NB L n ) Bázisfutási idő (áthaladási idő) ( T 0 = Q B I En = τ n így η tr = 1 T 0 τ n n(x) = I En W B qad n W B L n ) 2 F(NB ) 1 e η (W W B x) B η

43 5. fejezet EZT A RÉSZT KELLENE KITALÁLNI, HOGY HOVA VALÓ... és C diff = 1 2 I U t τ n = 1 2 G τ n Keskenybázisú diódánál: W p L n 1 és ωτ n W p L n 1 I = q D n n(0) W Q = q n(0)w 2 n(0) = 2Q qw I = 2D n Q Wn 2 C diff = dq du = dq di di du = W 2 2D n 1 r d = ( W L n ) 2 τ n = 1 ( ) 2 W Gτ n r d 2 L n

44 44FEJEZET 5. EZT A RÉSZT KELLENE KITALÁLNI, HOGY HOVA VALÓ A pn átmenet kapcsolóüzemű működése Első szakaszban: kapacitás kisütése i d = C T (U d ) du d dt = U F U d R 5.2. Diffúziós kapacitás, komplex admittanicia n(0) = n p e U U T és U = U 0 +U 1 e jωt azaz n(0) = n p e U 0 U T e U 1 U T e jωt de U 1 U t 1 kisjelű vizsgálat, így n(0) = n p e U 0 U t A folytonossági egyenletünk volt: ( 1 + U ) 1 e jωt = n S (0) + n 1 (0) e jωt U t n 1 (0) = n p e U 1 U t????? U T n t = D n 2 n x 2 n np τ n (n p elhanyagolható) A megoldás legyen n(x,t) = n s (x) + n 1 (x)e jωt alakú. Ezt visszahelyettesítve, a differenciálegyenlet két részre bontható, hely és időfüggő részre. = jω-val behelyettesítve, t D n 2 n s (x) x 2 n s(x) n p τ n = 0 D n 2 n s x 2 n s τ n = 0

45 5.2. DIFFÚZIÓS KAPACITÁS, KOMPLEX ADMITTANICIA 45 valamint D n 2 n 1 (x) x 2 megoldás hasonló az előzőhöz, de L n Határozzuk meg az áramot: (a váltakozó részét) n 1(x) τ n (1 + jωτ n ) = 0 n 1 (x) = n 1 (0) shwp x L n sh Wp L n Ln 1+jωτn helyettesítendő, így kiadódik n 1 (0) i(t) = qad n cth W p e jωt = qa D nn p e U U T U1 cth W p e jωt L n L n L n U T L n figyelembe véve, hogy az egyenáram adódik L n-t visszaírva n s (0) I = qad n cth W p L n L n i 1 = L n I U W cth p 1 L n L n U T cth Wp L n e jωt th Wp L n Y d = i 1 = I 1 + jωτn ( U 1 U 1 T th + jωτn Wp??????? diódánál Wp L n 1, (th = 1) így Hullámvezetésre: Y d = I U T 1 + jωτn Y d = G + jωc R + jωl L n ) G az átvezetés, C a kapacitás, R az ellenállás és L az induktivitás egységnyi hosszra.

46 46FEJEZET 5. EZT A RÉSZT KELLENE KITALÁLNI, HOGY HOVA VALÓ... Ha L = 0 Y d = elosztott paraméteres vezeték! Ha ωτ 1 G R 1 + jω C G Y d = I U T ( jωτ n) = G + jωc diff, ahol G = I U T

47 II. rész Modellezés 47

48

49 6. fejezet A bipoláris tranzisztor modellezése 6.1. A bipoláris tranzisztor működése Az Ebers-Moll modell ( ) ( ) I E = I ES e U BE 1 U T α R I CS e U BC 1 U T ( ) ( ) I C = α f E ES e U BE 1 U T + I CS e U BC 1 U T 49

50 50 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE A bázis és a kollektor soros ellenállása Kimenő vezetés és visszahatás (Early-hatás)

51 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 51 visszahatás: I B államdó, U CE nő U BE nő kimenő vezetés: di C du CE 0 Magyarázat: kollektor kiürített réteg változtatja a bázisvastagságot A tranzisztor határfrekvenciái f α = f α= α 0 2 f β = f β= β 0 2 f 1 = f β =1 f T = f + β(f) 20 f 1 f fβ f max = f Gmax = Az áramerősítés nagyfrekvenciás csökkenésének okai Az emitter-bázis tértöltés-kapacitás töltése-kisütése i e b 1 i en = 1+jωC Te r e ahol i en az emitterből injektált áram, i e b pedig a bázisba ténylegesen átjutó áram A transzport hatásfok nagyfrekvenciás csökkenése A bázisbeli töltésfelhalmozás és rekombinációs veszteség miatt a transzport hatásfok csökken η tr η tr0 1+jωT 0 η tr0 a DC transzport hatásfok T 0 a bázisáthaladási idő

52 52 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Futási idő jelenség a kollektor kiürített rétegében A kollektor kiürített rétegében nagy a térerő, az elektronok a maximális v th sebességgel mozognak, ez határozza meg a kollektor oldali futási időt (S C a kiürített réteg szélessége) T C = S C v th a kiürített rétegben a váltakozó áram eltolási áramot kelt, emiatt az eredő áram csökken i c c i b c 1 1+jω Tc 2 A bázis-kollektor tértöltés-kapacitás töltése-kisütése i c 1 = i c c 1+jωr cc C Tc A tranzisztor határfrekvenciái (folytatás) Az előbbi eszközfizikai elmélet alapján levezethetők a tranzisztor határfrekvenciáit megadó képletek. f T f α 1 2π (τ EB + τ B + τ C + τ CB ) = 1 2π ( C Te r e + T 0 + Tc + C ) 2 Tcr cc f max fα 8πr bb C b c, ahol G max = 1

53 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE A méretcsökkentés hatásai Oldalfalhatás: a laterális és vertikális méretek összemérhetőek. az áramok intrinsic és extrinsic részből állnak rekombináció a p+ bázisban oldalfalkapacitások A határfrekvenciák munkapontfüggése A határfrekvenciák értéke függ a kollektoráramtól. Ennek oka az áramerősítés munkapontfüggése.

54 54 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE f T áramfüggése β munkapontfüggése Nagyáramú effektusok áramkiszorítás a bázis ellenállásán eső feszültség miatt az emitter széle jobban előfeszített, mint a közepe, vagyis az áram az emitter peremén folyik lecsökken az r bb, de az eszköz erősen melegszik áramszétterülés az elektronáram szétterül, egy része az extrinsic részen keresztül jut el a kollektorba, emiatt nő a bázis futási idő

55 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 55 nagyszintű injekció (a kisebbségi töltéshordozók sűrűsége összemérhető a többségiekével) kollektor-hátratolódás (Kirk-hatás): a kollektor már nem ideális nyelő, az elektronok feltorlódnak az átmenetnél, és töltésük hozzáadódik a kiürített réteg töltéséhez. Ezt kompenzálandó, a bázis oldalán csökkeni, a kollektoroldalon nőni kell a kiür. réteg szélességének, azaz a tértöltésnek. Ez olyan, mintha a kollektor hátrébb tolódott volna, így nő a bázisvastagság, emiatt nő a futási idő, illetve csökken a transzport hatásfok, és emiatt az áramerősítés is. ambipoláris diffúzió: a bázis emitterfelőli oldalán megnő a lyukkoncentráció, hogy ellensúlyozza az elektronok töltését, emiatt nagy lesz a rekombinációs veszteség A Gummel-Poon modell 1970-ben publikálták előrelépés az Ebers-Moll modellhez képest:

56 56 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE integral charge control relation bevezetése, azaz a bázisba injektált töltés változását írja le Early-hatás nagyszintű injekció külső paraziták (soros ellenállások és szubsztrát-kapacitás) A Gummel-Poon modell nagyjelű helyettesítőképe Az intrinsic rész: áramvezérelt áramforrás (ic E ) két-két dióda átmenetenként B E és B C átmenet kapacitása Az extrinsic rész: a kontaktusok soros ellenállásai kollektor-szubsztrát kapacitás

57 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 57 A Gummel-Poon modell áramegyenletei bázisáram: i b = IS BF ( ( ) e vbe NF vt 1 )+ISE e vbe NE vt 1 + IS ( ( ) e vbc NR vt 1 )+ISC e vbc NC vt 1 BR kollektoráram: i c = IS [( ) ( )] e vbe NF vt 1 e vbc NR vt 1 IS ( ( ) e vbc NR vt 1 ) ISC e vbc NC vt 1 Nqb BR bázistöltés számítása: Nqb = q 1s (1 + ) 1 + 4q 2 2s 1 Early hatás: q 1s = 1 vbe V AR vbc V AF ( ) ( ) nagyszintű injekció: q 2s = IS e vbe NF vt 1 + IS e vbc NR vt 1 IKF IKR

58 58 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Az ellenállások munkapontfüggése bázis-hozzávezetési ellenállás RBB = RMB + 3(RB RBM) tan(z) z z tan 2 (z) z = 1 + ( 12 π ) 2 ib IRB 1 24 ib π 2 IRB Az emitter és a kollektor sors ellenállásának a Gummel-Poon modellben nincs munkapontfüggése, R E és R C konstans!

59 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 59 A Gummel-Poon modell AC kisjelű helyettesítőképe g B E = di b dv B E g 0 = di c di b dv B C dv B C A C B C kapacitást gyakran kettéosztják egy XCJC < 1 paraméterrel. A kapacitásnak ekkora része az intrinsic bázispont (B ) és a C, a többi része a báziskontaktus (B) és a C között helyezkedik el. Az XCJC értéke befolyásolja az f max frekvenciát. A Gummel-Poon modell hiányai Ohmos hatások: az RC és RE ellenállás konstans érték, nincs áram-, feszültség- és hőmérsékletfüggésük Normál üzem DC modellezése: az IKF nagyáramú paraméter csak a β csökkenésének a kezdőpontját írja le, a további meredekségre vonatkozó paraméter nincs (a modell -1 meredekséget használ, log-log ábrázolásban) a kimeneti karakterisztika telítési szakasza hiányos, nem fedi le a mai kisfeszültségű (V CE < 0.5V ) tranzisztorok működését sem a bázis-emitter, sem a bázis-kollektor dióda esetén nincsenek letörési jelenségek figyelembe véve Hőmérsékleti modellezés:

60 60 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE a VJE, VJC, VJS paraméterek (a pn-átmenetek diffúziós potenciálja) értékének TNOM hőmérsékleten 0.4V fölött kell lennie, különben az analízis nem lesz konvergens a modell nem veszi figyelembe az eszköz melegedését Inverz üzem DC modellezése: a telítési áram IS paramétere a modellben ugyanaz, mint normál üzem esetén az IKF-hez hasonlóan az IKR sem írja le a β csökkenésének meredekségét a kimeneti karakterisztika telítési szakasza itt is hiányos AC modellezés: a TF emitter időállandó modellezése nem fizikai alapon történik, ezért gyakran pontatlan a TR inverz üzemi kollektor időállandó konstans Integrált áramköri tranzisztorok: a parazita pnp-tranzisztor hatását a modell mellőzi A VBIC modell

61 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 61 telítési határhelyzet leírása (modulált kollektor soros ellenállás) a bázisvastagság modulációjának precízebb leírása az eszköz melegedésének figyelembe vétele kapacitásmodell továbbfejlesztése parazita pnp-tranzisztor futási idő leírásának javítása elosztott bázis lavinasokszorozódás fázistöbblet pontosabb leírása A Philips MEXTRAM modell 1986 Philips: de Graaf, Klostermann, Jansen

62 62 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE A HICUM (HIgh CUrrent Model) modell 1984 M. Schröter, TU Dresden Zaj szimulációja Termikus zaj (Thermal noise): i 2 R,i = 4 k T 1 R i f,i = b,c,e Sörétzaj (Shot noise): i 2 b,s = 2 e I b f

63 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 63 i 2 c,s i2 nc 2 e I c f Flicker zaj (Flicker noise): 1 f ( i 2 nc ) PSPICE = 2 e IC cdot f + KF IAF C f f ( ) V BIC i 2 nb = 2 e Ib f + KF IAF b f fbf BF = 1 a Gummel-Poon modellben A kapacitások modellezése A pn-átmenetek kapacitása két részből áll, a diffúziós kapacitásból (az összeg második tagja) és a tértöltés-kapacitásból (első tag): C BC = CJC ( ) 1 v BC MJC + TR V JC di c dv BC C BE = CJE ( ) 1 v BE MJE + TFF V JE di c dv BE A tranzisztort általában normál aktív üzemben használják, ezért T R konstans, csak az emitteroldali diffúziós [ kapacitást írták le pontosabban )(i f a ) ] 2 v BC diffúziós áram) TFF = TF 1 + XTF e 1.44V TF ( if i f +ITF Nyitott pn-átmenetnél a tértöltés-kapacitás hatása másként jelentkezik, ezért az emitteroldalon másként[ modellezik ] CJE C SBE = (1 FC) 1 FC(1 + MJE) + MJE V BE (1+MJE) V JE, ha V BE > FC V JE

64 64 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Hőmérsékletfüggés modellezése A paraméterextrakció lépései tértöltés-kapacitások paraméterei ohmikus paraziták DC áramok paraméterei bázis soros ellenállása futási idő paraméterei Tértöltés-kapacitások modellezése for v BE < F C V JE : C C SBE = JE and else: C SBE = 1 V BE V JE MJE C JE (1 F C ) (1+M JE ) [ ] 1 F C (1 + M JE ) + M JE VBE V JE

65 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 65 Emitter soros ellenállása R E Kollektor soros ellenállása R C

66 66 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Bázis soros ellenállása R BM, R B, I RB

67 6.1. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MŰKÖDÉSE 67 Early feszültség VAF Kollektoráram paraméterei IS, NF, IKF Bázisáram paraméterei IS, NF, IKF

68 68 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Futási idő modellezése Modellparaméterek GP 42 VBIC 85 MEXTRAM 62 HICUM 100

69 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE A technológia hatása a bip. tr. paramétereire A bipoláris tranzisztor alkalmazási területei Nagyáramú, nagyteljesítményű áramkörök Nagysebességű digitális technika (ECL, BiCMOS) Rádiófrekvenciás alkalmazások (erősítők) Referenciaforrások Egyéb, jelentős áramot igénylő alkalmazások Sebesség optimalizálása Cél: az f T növelése. határfrekvencia és az f max maximális oszcillációs frekvencia 1 f T : β = 1 f T = 2π(τ EB + τ BC + τ B + τ C ) ( ) kt kt τ BC = C BC + r E + R C,τ EB = C EB,τ B = W B 2,τ C = W C qi c qi C 2D e 2v s

70 70 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE Sebesség növelése: f max ft 8πR B C BC Technológia marad, geometria változtatása Technológia változtatása (mélységi struktúra, anyagok, gyártási mód) A rajzolat geometriájának optimalizálása A geometriával befolyásolható tranzisztorparaméterek: AC paraméterek áramerősítés kapacitások értéke rezisztív elemek értéke határfrekvenciák Zajtényező termikus zaj csökkentése

71 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE 71 Az XFAB technológiai könyvtár tranzisztorai Megfelelő technológia alkalmazása A bipoláris tranzisztor áramai Transzport hatásfok: η tr = I Cn I En Emitterhatásfok: η E = I En I E < 1 A = η E η tr A bázis lyukakat injektál az emitterbe:

72 72 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE az emitter áramának egy részét a lyukáram adja sok elektron rekombinálódik még az átmenet előtt Megoldás: heteroátmenetes bipoláris tranzisztor A heteroátmenetes bipoláris tranzisztor az emitter oldalán lévő anyag tiltott sávja szélesebb ( E G ) a bázis kevesebb lyukat tud injektálni abrupt átmenetnél a vezetési sávban potenciáltüske ( E C ) van, amely szűrőként viselkedik, kevesebb elektron jut át rajta (termikus emisszióval, illetve tunnelezéssel) fokozatos átmenetnél nincs tüske, ilyenkor E C = 0 Az emitter-bázis átmeneten folyó áramok aránya ( ) ( ) Ih Ih = I e HBT I e e E G E C kt homo a lyukak nem rontják le az emitterhatásfokot, ezért a bázist erősebben lehet adalékolni, így csökken az r B bázishozzávezetési ellenállás (f max ), emiatt csökkenthető a bázis szélessége (emelkedik az r B, de csökken a bázis futási idő)

73 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE 73 az emitter adalékolása csökkenthető (C EB csökken) a heteroátmenethez használható anyagokban nagyobb az elektronok mozgékonysága (r E és r C kisebb lesz), illetve a bázisban erősebb gyorsító tér hozható létre Végeredményben jelentősen emelhető az f T és az f max határfrekvencia, de: a heteroátmenethez megfelelő anyagok kellenek a gyártási technológia bonyolultabb Felhasználható anyagok Csökkenteni kell az átmenetnél fellépő rekombinációt, emiatt azonos rácsállandó kell Jelenleg alkalmazott anyagok

74 74 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE AlGaAs/GaAs közel azonos rácsállandó, ezért többféle Al koncentráció mellett használható a E G 60%-a a vezetési sávba esik, ezért fokozatos átmenet kell az Al hevesen reagál az oxigénnel GaInP/GaAs a GaInP jól marható szelektíven nincs oxigénprobléma, viszont nehezen lehet fokozatos átmenetet csinálni InP/InGaAs 50%-kal nagyobb elektron mozgékonyság és hővezetőképesség kis felszíni rekombinációs sebesség, emiatt jobb áramerősítés és linearitás keskenyebb tiltott sáv, emiatt kisebb bekapcsolási feszültség (elem) kisebb letörési feszültség optikai átvitellel kompatíbilis hullámhossz, így az elektronika és az optika összeintegrálható Si/SiGe kompatíbilis a Si-technológiával, használható integrált áramkörökben javul a Si hővezetőképessége rossz transzporttulajdonságok különböző rácsállandók, emiatt korlátozott Ge koncentráció (diszlokációk keletkezhetnek) AlGaN/GaN magas hőmérsékletű és nagyteljesítményű alkalmazásokhoz alacsony az elektronok és lyukak mozgékonysága gyenge minőségű emitter-bázis átmenet

75 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE Gyártási technológiák MBE (Molecular Beam Epitaxy) fűtött folyadék vagy gáz halmazállapotú forrás nagyvákuum a vákuumon átutazó molekulák a fűtött, forgó hordozóra válnak le lassú ( 1µm/óra) növekedési sebesség miatt jól kontrollált rétegvastagság az adalékatomokat is így választják le reteszekkel szabályozzák a leválasztandó anyag összetételét erős adalékolási szint lehetséges, ami fontos a bázisellenállás miatt (10 20 cm 3 ) p-típusú adalékoláshoz berilium helyett ma már a szenet használják, mert kevésbé diffundál el a helyéről MOVPE (Metallo-Organic Vapour Phase Epitaxy) a leválasztandó anyagok gázfázisban kerülnek a reakciótérbe szerves fémvegyületek és hidridek tartalmazzák a III és V főcsoportbeli anyagokat a gázok a fűtött hordozóhoz érve pirolízissel felbomlanak, és az atomok megfelelő pozícióban leválnak a felületre a koncentrációt a beáramló gáz összetételével szabályozzák a szén a bázishoz használt adalékatom

76 76 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE ez az elterjedtebb módszer UHV/CVD (Ultra-High Vacuum CVD) az IBM találta ki a 80-as években, a Si/SiGe gyártáshoz használják gyakorlatilag az MBE és a MOVPE ötvözése AlGaAs/GaAs technológia Emitter soros ellenállás csökkentése megfelelő kontaktusréteggel fokozatos átmenetek és segédrétegek a rácsállandók eltérése miatt védőrétegek a nem kívánt diffúzió elkerülésére keskeny bázis a futási idő csökkentésére (vigyázni az átszúrásra) erősen adalékolt bázis a bázishozzávezetési ellenállás csökkentésére mély, gyengén adalékolt kollektorréteg a C BC kapacitás csökkentésére További gyakorlati megoldások a gyorsításra Emitter-kontaktus méretének csökkentése (C EB csökken) Emitter- és báziskontaktus távolságának csökkentése (r B és az áramerősítés csökken) Mesa struktúra alkalmazása (az áramerősítés javul) Kollektor méretének csökkentése (C BC csökken) Eredmény: f T és f max 233GHz és 254GHz

77 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE 77 transferred-substrate technológia mesa struktúra a kiindulás, emiatt r B és C BC kicsi a tranzisztort leveszik a szubsztrátról az emitter és a kollektor tetszőlegesen hozzáférhető (hűtés) a Schottky-kontaktus behatárolja a kollektor vezető felületét, emiatt tovább csökken a C BC Eredmény: f T és f max 275GHz és 293GHz Mindez 1µm-es emitterrel, 30nm csatornahosszú HEMT rekord 350GHz Alámarás alkalmazása mesa struktúra a kiindulás, emiatt r B és C BC kicsi a bázis alól kimarják a kollektor egy részét, csökkentve ezzel a C BC -t alternatív megoldásként protonbombázással elroncsolják a kollektor egy részét, szintén behatárolva ezzel a vezető területet

78 78 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE A HBT felhasználási területei Digitális technika frekvenciaosztók transferred- AlInAs/GaInAs frekvenciaosztó 48GHz-en, substrate technológiával AlInAs/GaInAs statikus frekvenciaosztó 80.1GHz-es működési frekvenciával, alámarásos technikával InP/InGaAs 4 : 1 osztó IC 80GHz-en Si/SiGe frekvenciaosztó 50GHz-en BiCMOS integrált áramkörökben Si/SiGe (pl. standard cellák meghajtó fokozata) Analóg és hibrid áramkörök legelterjedtebb alkalmazás a mobil kommunikáció bázisállomásaiban és készülékeiben igen jó linearitású mikrohullámú erősítők nagy letörési feszültséget és nagy áramsűrűséget igénylő felhasználás (GaInP DHBT-nél 70V/ Acm 2 is lehet) alacsony tápfeszültségű alkalmazások (AlInAs/InGaAs) AlInAs/GaInAs erősítő, transferred-substrate, 80GHz-es sávszélesség, 180 és 320GHzf T -vel és f max -val optoelektronika, lézeres meghajtás frekvenciaszintézerek A/D konverterek Jövőbeli fejlesztések AlInP/InP/GaInAs áramkörök 100GHz-es működési sebesség fölött bázisadalékolás gyakorlati határának növelése GaAsSb alkalmazásával (kisebb r B, így keskenyebb bázis lehet) kollektor kiürített réteg csökkentése, ezzel a futási idő javítása (C BC, letörési feszültség korlátoz)

79 6.2. A TECHNOLÓGIA HATÁSA A BIP. TR. PARAMÉTEREIRE 79 nagyobb tiltott sávú anyag használata a kollektorhoz (letörési fesz. növelése) hővezetés javítása: hűtőbordák alkalmazása (transferred-substrate) magas hőmérsékleten is használható anyagok (GaN)

80 80 FEJEZET 6. A BIPOLÁRIS TRANZISZTOR MODELLEZÉSE

81 III. rész Áramkörtervezés 81

82

83 7. fejezet Áramkörtervezés 7.1. Integrált áramkörök sajátosságai (NYÁK < > IC tervezés ) Integrált áramkörbenben rossz az abszolut pontosság ellenállás tipikusan +/ 25% kondi tipikusan +/ 20% Nagy hőmérséklet függés R aktív eszközök fém vezeték Limitált elemértékek C < 1nF Limitált eszközválaszték MOS technológia miatt nincs R csak MOS és C Nagy eszközszám lehetséges pl : C kapacitásának kalibrálására + kapuk stb Eszközök egyformák nagy relatív pontosság Hőmérséklet erősen csatolt Lehet játszani az eszköz layoutjával (W, L) 83

84 84 FEJEZET 7. ÁRAMKÖRTERVEZÉS Minden áramkör működése munkapont beállítással kezdődik ehhez kell áramreferencia feszültség referencia feszültség/áram műveletek (eltolás, szorzás) Ezeket bias áramkörökkel valósítjuk meg Alapáramkörök béna áramreferencia Valójában áramtükrök, lehet FET - tel is I r ef = V cc U BE R c Áramtükör

85 7.1. INTEGRÁLT ÁRAMKÖRÖK SAJÁTOSSÁGAI 85 A1 és A2 : tranzisztorok felülete Bázisáram kompenzáció I c = I s Ae U BE U T U B = U T ln I 1 I S A 1 I 2 = I S A 2 = I 1 I S A 1 I 1 I 2 = A 1 A 2 Csak i b B áramot vesz ki I C -ből. Ellenállással beállított áramtükör I 1 R 1 + V BE1 = I 2 R 2 + V BE12 V BE = V BE1 V BE12 = U T ln I 2 I 1

86 86 FEJEZET 7. ÁRAMKÖRTERVEZÉS I 2 = R [ 1 1 U T ln I ] 2 I 1 R 2 R 1 I 1 I 1 ami a 2. tag elhanyagolásával közelítőleg I 2 I 1 = R 1 R 2 MOS-ból Nincs β!, nem kell bázis áram kompenzáció. nmos pmos Mindkét esetben W 1 és W 2 egyforma Tükrözési arány : I 2 I 1 = W 2 W 1 Másik paraméter : Kimenő ellenállás Az I D csak akkor ugyanannyi, ha DS feszültségek megegyeznek. Megoldás :

87 7.1. INTEGRÁLT ÁRAMKÖRÖK SAJÁTOSSÁGAI 87 Kaszkód áramtükör Feszültség igény > 2V T (2V ) Helyette Feszültség igény : V T + 0.4V Kimenő R nő, ha L nő, de U GS nő és ez baj lehet. Megoldható W növeléssel, de akkor a tranzisztor nagy lesz, ráadásul pl ha I 2 I 1 = 10- et akarunk, akkor W 2 extra nagy lesz. Tervezési ökölszabály: L : szükséges legkisebb, ekkor R ki elég nagy 2 tranzisztor matching elég nagy Matching Az alkatrészeknek 2 féle szórása van technológiai szórás (abszolut pontosságot rontja el) véletlen szórás (relatív pontosságot rontja) EZ A MATCHING

88 88 FEJEZET 7. ÁRAMKÖRTERVEZÉS Küszöbfeszültség matching σ( V T0 ) = AV T0 WL [mv µm] Drain áram matching (katalógus) ( ) Ib σ = AIDx [%µm] WL I b x = V GS V T 7.2. Feszültség, áramreferencia előállítása Alapelv: V out = V BE + k V T = hőmérséklet független Bandgap áramkör V BE : 2 mv C V T : k T q I C1 = I S1 e U BE1 U T I C2 = I S2 e U BE2 U T I C1 = I C2 I S1 = e U BE2 U T I S2 e U BE1 U T = e UBE2 UBE1 U T

89 7.2. FESZÜLTSÉG, ÁRAMREFERENCIA ELŐÁLLÍTÁSA 89 ln I S1 = U BE2 U BE1 I S2 U T I S1 = A 1 I S2 A 2 U BE2 U BE1 = U T ;n A 1 A 2 azaz a tranzisztorok arányától függ és hőmérsékletfüggetlen. PTAT propertional to absolut temperature I C2 = U BE1 U BE2 R 1 = U A T ln 2 A 1 R 1, tehát I C2 PTAT áram. V B = U BE1 + (I C1 + I C2 ) R 2 = U BE1 + 2 U Tln A 2 A 1 R 1 R 2 ami a kiinduló egyenletekből k = 2 ln A 2 A 1 R 1 R 2 megfelelő k-val V B hőmérsékletfüggetlen, V B kb. 1.2V A 1, A 2 megválasztásánál fontos szempont a matching Tipikus IC biasing

90 90 FEJEZET 7. ÁRAMKÖRTERVEZÉS 7.3. Műveleti erősítő Használjuk előfeszítés komparátor feszültség eltolás feszültség összeadás feszültség sokszorozás aktív RC szűrés,... Nem használjuk nagyon kis zaj kell nagy freki (100 MHz) kell szűk a layout (műveleti erősítő nagy helyigényű) Alapmegoldás: Célkitűzés: A U > 10 4 legyen Z be nagy, I be = 0

91 7.4. GILBERT CELLA 91 V offset legyen kicsi... Frekvencia kompenzálás Gilbert cella Alapvetően áramerősítő (Miller kapacitás A U miatt van) longrightarrow lapos frekvencia karakterisztikája legyen (tranzisztort f T -ig lehet használni) tegyük fel: β >> 1( ) I B1 = xi B I B 2 = (1 x)i B

92 92 FEJEZET 7. ÁRAMKÖRTERVEZÉS ezekből: I B1 I B2 = (2x 1)I B U BE1 U BE4 = V T ln I 4 I 1 = V T ln I B2 I B1 U BE1 U BE4 = U e U V T = I 4 I 1 = I B2 I B1 A középső diff. párra: ezekből: I 2 I 3 = I 4 I 1 = I B2 I B1 I 2 I 3 = e U BE1 + U 2 V T e U BE2 + U 2 V T = e U V T I 2 + I 3 = I E I 2 = 1 x I 3 x I 2 = (1 x)i E I 3 = xi E Áramok belül x-szel elbillennek, kívül is x-el billennnek na..ma-ig e-ados, itt szépen csinálja. I in = I B1 I B2 = 2xI B I out = I 1 + I 3 (I 2 + I 4 ) = I B1 + xi E (1 x)i E I B2 = (2x 1)(I B + I E ) I B1 = xi B, I B2 = (1 x)i B I out I in = I B + I E I E Erősítés csak Bias áramok arányától függ. MOS-szal hasonlóan = 1 + I E I E

93 7.4. GILBERT CELLA 93 A U = R ( L 1 + I ) E R E I B

94 94 FEJEZET 7. A RAMKO RTERVEZE S

95 8. fejezet Mixed signal áramkörtervezés 8.1. Magyarország helyzete az elektronikai piacon Egy-egy fejlett ország, így Magyarország érdeke is, hogy egy adott piaci szegmensben minél nagyobb hozzáadott értékkel képviseltesse magát. Speciálisan az elektronikai ipar alapköve a mikroelektronika. Ha az iparágat piramisként képzeljük el, a piramis alján a mikroelektronika, legtetején a szereléstechnológia helyezkedik el. Az egyes szintekből kinyerhető profit alulról felfelé csökken. Hiába ésszerű megközelítés erőforrásainkat a jövedelmező alsó szegmensekbe fektetni, a jelenlegi magyarországi stratégia inkább a piramis csúcsa felé nyit, holott az alapoktól építkezve komplett, multidiszciplinális ipar fejleszthető. 95

96 96 FEJEZET 8. MIXED SIGNAL ÁRAMKÖRTERVEZÉS Napjaink elektronikája elképzelhetetlen a hardver és szoftver együttes fejlesztése nélkül. A magyar stratégia e téren is szuboptimális, ugyanis a kezdeti sikereken felbuzdulva nagy erővel ruháztak be a szoftverfejlesztésbe, ezzel egyidejűleg kivonva a forrásokat a hardveres szegmensből. Egy multivállalat jellemző véleménye a hazai szakemberkínálatról: Hardverest keresnek Ericssonék, aki ért szoftverhez. Mert szoftverest nem találnak, aki hardverhez is ért Tervezési metodikák Absztrakciós szintekre bontás Lényegében két fő vonulatot különböztetünk meg: top-down és bottom-up. A tervezési metodika elnevezés azonban megtévesztő. A fejlesztés ugyanis két párhuzamosan futó, tervezési illetve tesztelési szálon fut. A metodika megválasztása éppúgy kihat a tesztelés mikéntjére, mint a tervezés folyamatára. Napjaink mikroelektronikájában a top-down tervezési metódus a mérvadó. Ennek lényege, hogy egy adott termék tervezését magas absztrakciós szintről ( ötlet ) kezdve fokozatosan közelítjük a fizikai megvalósítás felé.

97 8.2. TERVEZÉSI METODIKÁK Specifikáció és rendszerszintű tervezés A legfelső absztrakciós szint a specifikáció, melyet emberközeli nyelven írunk le. Ez általában szöveges leírás. A tervezésnek ez az egyetlen szintje, ahol a tervezésbe még nem kapcsolódik be a számítógéppel segített tervezés (CAD). A mérnök dolga tehát, hogy az emberi leírást a gép számára érthetővé tegye, azaz a szöveges leírást algoritmusokká kell fogalmazni, és meg kell találni a leírás, és legfőképp az ellenőrzés-szimuláció (tesztelés) módját. Már a specifikációt megfogalmazó programnyelv szintjén több absztrakciós szintet különböztethetünk meg. Egy adott probléma matematikai leírása és szimulációja (például Matlab környezetben) a legcsekélyebb kapcsolatot sem mutat a megvalósuló hardverrel. Igaz, ilyen leírás alapján a tervező zsákutcába jut, hiszen jelenleg erről az absztrakciós szintről nem létezik áramkörszintézer. Alacsonyabb absztrakciós szinten már lehetőség nyílik arra, hogy a leírásból emberi beavatkozás nélkül készüljön áramkör (szintetizálás). Komplett rendszerek leírására szolgál a SystemC nyelv, azonban

98 98 FEJEZET 8. MIXED SIGNAL ÁRAMKÖRTERVEZÉS nem tartalmaz olyan nyelvi eszközöket, hogy a folyamatot egészen a fizikai absztrakciós szintig kézben tarthassuk. Bizonyos helyzetekben azonban erre nincs is szükség (pl processzorok egyes részei). A fizikai megvalósításhoz jobban alkalmazható, a végeredményt tekintve finomabban paraméterezhető ún. hardver leíró nyelv a Verilog AMS és a VHDL AMS. Digitálisnál áramkörök esetén a fizikai szintézis szinte teljesen automatizálható a hardver leírásból. A mérnök gyakorlatán múlik az optimális leírás, amely könnyen átváltható valóságos technológiai cellákra. Ez gyors folyamat. Sok esetben több tápfeszültséget használunk, ezért a multi Vt technika is elterjedt. A szintézerek számára szintillesztést kell végezni. Analóg esetben az eszközöket kézzel kell megtervezni. Bizonyos reguláris architekturák esetében (pl. szűrő tervezésnél) ugyan létezik hatékony számítógéppel segített tervezőeszköz (pl. Verilog-A), azonban a layout teljesen egyedi tervezésű. Emiatt lényegében az analóg tervezés határozza meg tervezés idejét. Ez igen lassú folyamat. RF áramköröknél több GHz-en működnek a jelvezetékek. A floorplant ennek függvényében kell megpróbálni összeállítani. RF és analóg esetben alapszabály, hogy ezek érzékeny vezetékei távol fussanak a zajos digitális forrásoktól. Ezért az analóg és RF elhelyezés mindig kézi művelet. Mivel a huzalozási probléma a szabadsági fokok vesztésével hatványozottan bonyolódik, különböző algoritmusokat fejlesztettek ki a huzalozás előzetes meghatározására. A specifikáció és a leírás megalkotása után át kell váltani architektúrára. Itt szembesülünk egy igen lényeges kérdéssel: mit realizáljunk szoftveresen és mit hardveresen (hardver-szoftver szétválasztás). A tervezésnek már ezen a szintjén látszik a hardver-szoftver együttes fejlesztés jelentősége és támogatásának igénye. Tekintsünk egy egyszerű példát. A feladat egy adott rendszer fogyasztásának minimalizálása. Ez nyilvánvaló függvénye a megírt szoftverkód hardvererőforrásigényének. Világos, hogy a hardvert nem ismerő mérnök (vagy az egymástól szervezetlenül elszigetelt szoftver-és hardver fejlesztőcsapat) a feladat megoldására nem sok reményt táplálhat. Rendszerszinten kell eldönteni, hogy analóg és digitális blokkok között milyen kommunikáció legyen (ponált, negált jel, jelszintek, stb.).ezen az absztrakciós szinten a tervek áttekintése speciális szakembert, a rendszerszintű tervezőmérnököt igényli. A hardver és a szoftver elkülönítésével a hardver egységek főbb fizikai egységei már elhatárolódnak. Természetesen az egyes szintek határait és feladatait pontosan meg kell tervezni, és függetlenül a pontos fizikai megvalósítástól, egyfajta vezérfonlat kell alkotni a legfelsőtől a legalsó szintig. Ezt a feladatot látja el a design architect mérnök. Mivel a legnagyobb absztrakciós szintről kell utalnia a legalsó

99 8.2. TERVEZÉSI METODIKÁK 99 szintre, az optimálisnak tűnő megoldás megtalálása általában próbálgatással jár. Ügyelnie kell, hogy a fizikai szint felé haladva a lehető legkésőbb kelljen egy-egy döntést meghozni, azaz a terv rugalmas, egyúttal kézbentartható legyen. Tevékenységét így szokták jellemezni: egy jó ötletethez kell 10 rossznak születnie, és ahhoz, hogy 1 projekt megvalósuljon, kell 10 rossz, és végül ahhoz, hogy 1 jó termék jöjjön létre, kell 10 rossz. Adott esetben mérlegelésre szorul a projektbe újabb emberi erőforrás (szaktudás) vagy gépi erőforrás bevitele. Az elektronikai iparban dolgozó 38% rendszerszintű tervező, 15% áramkörtervező, 16% projektmenedzser, technikus, szerelő, 60% tervezéssel kapcsolatos. Az áttekintésből is kitűnik, hogy az egyes szintek tervezési feladatait különálló mérnökök vagy mérnökcsoportok látják el. A folyamat kézbentartása és a szintek közti gördülékeny együttműködés biztosítása azonban egy ember, a projektmenedzser kezében öszpontosul Tesztelés és szimuláció A top-down tervezés másik lényeges vonása a szimuláció-és tesztelés hatékony kezelése. Globálisan és gyorsan tudom szimulálni algoritmikus szinten, ekkor a konkrét fizikai megvalósításról csak igen elnagyolt információk vannak, ezért a fizikai hatások sem szimulálhatóak. A következő szinten, az architekturális leírásnál már a fizikai effektusokkal is lehet számolni (persze ezek csak az első lépések, a várható FŐ fizikai effektusokat vesszük számításba). Az architektúrális leírás már tartalmazza azt a hardver felosztást, ami a végső, megvalósított áramkörben lesz. Természetesen előbb-utóbb minden részegység fizikai tesztelése szükségessé válik, hiszen ez kötelező előfeltétele az alsóbb szintre lépésnek. Bizonyos esetekben azonban felesleges holtidőt okozna az egyes részegységek (blokkok) fejlesztésének bevárása, szinkronizálása, ezért kevert módú szimulációt alkalmaznak. Az analóg és digitális részeket külön kell választani, és olyan környezetet kell megvalósítani, ahol egy-egy blokkot külön lehet ellenőrizni a nagy egységben. A tesztszekvenciát, és szimulációs környezetet előre kell definiálni, és a tervezők számára rendelkezésre kell bocsátani a blokkokat (azaz egy adott részegység aktuális, legalacsonyabb szintű viselkedési modelljét, így van peremfeltétel, stb.). Például egy analóg áramköri blokk behelyettesíthető, és szimulálható, míg a többi egységnek csak a magasszintű leírása adott. A szimuláció így gyors lesz és az egész rendszer tesztelt, továbbá peremfeltételek is meghatározottak, ellenőrizhetőek. Végső áramkör teszteléséhez vissza kell helyettesíteni minden blokkot. Így a szimuláció lassú lesz, de a cél, hogy ezt csak egyszer kelljen meghatározni. Ekkor a szimulációk analóg esetben már tranzisztor kapcsolási szinten,

100 100 FEJEZET 8. MIXED SIGNAL ÁRAMKÖRTERVEZÉS digitális esetben pedig logikai kapcsolási szinten zajlanak. Az analóg és digitális blokkok között interfészt kel definiálni (A/D, D/A). A szimuláció gyorsítását szolgálják még az intelligens solverek. A különböző típusú (RF, digitális, analóg stb.) áramköri részek szimulációja ugyanis más-más szimulációval a leghatékonyabb (pontosság vs. sebesség). Az architektúra intelligens felismerésével (pl. ismétlődő struktúra) szintén idő nyerhető. Például RF esetben speciális szimuláció szükséges. Ha a vivő és a jel között túl nagy különbség van, akkor a tranziens a végtelen ideig tartana. Ezért erre a célra másfajta szimulációkat fejlesztettek (VCO, PLL,... ). Az elterjedt áramkörszimulátorok (AdvanceMS, SpectreRF, EldoRF) speciális algoritmusokat tartalmaznak arra, hogy ezeket gyorsan le lehessen futtatni (frekvenciatartományban futtatva, harmonic balance burkoló görbéket kereső szimulációk, végén transzformáció időbe). Az előzőek alapján kiderült, hogy mindig fontos szempont, hogy a szimulációval időt tudjunk nyerni. Ennek érdekében a tervezőmérnök kiemelt prioritással kezeli munkája ellenőrzésére szolgáló tesztvektorok ill. tesztjelek megalkotását Szabadsági fok és költség Az algoritmikus szinttől a fizikai szint felé haladva a tervezőcsapat döntésekre kényszerül. Minden egyes döntés kihat az összes azt követő döntésre, és egyre inkább szűkíti az azt követő döntési lehetőségek tárházát. Ezt úgy mondjuk, hogy a fiziaki szint felé haladva szabadsági fokokat veszítünk. Egy esetlegesen felmerülő probléma minden esetben egy rosszul meghozott