Két valós tengelyen levő pólus esetén a (2.3.), egy konjugált komplex póluspár esetén a (2.4.) összefügg i DR. SIMON G Y U L PP LÁSZLÓ BME Híradástechnikai Elektronika Intézet Maximális jelváltozási sebesség műveleti erősítőkben ETO 62.375.02.8: 68.3 nagy erősítésű műveleti erősítők felhasználási területe az integrált áramköri technológia és kapcsolástechnika kifejlődésével jelentősen bővült. modern alkalmazástechnika a műveleti erősítőket univerzális áramköri elemként kezeli, és előnyös tulajdonságaikat nagyon sok klasszikus áramköri megoldás paramétereinek javítására használja fel. z integrált műveleti erősítők tervezői áramköreikkel az ideális műveleti erősítő" tulajdonságait próbálják megközelíteni. z ideális műveleti erősítő szimmetrikus bemenetű és aszimmetrikus kimenetű végtelen differenciális és zérus közös módusú erősítésű elem, mely végtelen sávszélességgel és bemenő ellenállással, zérus hibafeszültségekkel és áramokkal, valamint zérus kimenő ellenállással rendelkezik, és nem termel járulékos zajt. Mindezek mellett fontos tulajdonsága az, hogy tetszőleges nagyságú bemenő és kimenő jelek esetében is azonos módon működik, azaz lineáris. valóságos áramkörök jelentősen eltérnek az elvont ideális műveleti erősítő"-től. z adatlapokon közölt specifikációk éppen ezeket az eltéréseket tükrözik az üzemi paraméterek, a határadatok és a működést jellemző grafikonok segítségével. műveleti erősítők alkalmazhatóságának egyik legjelentősebb korlátja a véges sávszélesség és az ezzel igen szoros kapcsolatban álló maximális lehetséges jelváltozási sebesség (slewing rate), illetve a kivezérelhetőség frekvenciafüggése [, 2, 3, 5, 6, 7, 8, 9]. z immár klasszikusnak mondható /i 702 és jii 709 típusú integrált áramkörök javított változatainál éppen ezen problémák megoldása volt a fő cél, és várható, hogy a további fejlesztések is ilyen irányban haladnak. fogalomkör helyes értelmezése nemcsak a technológus-tervező, hanem a felhasználó számára is jelentős, mivel a feladatok megoldhatóságát adott esetben éppen ezek a jelenségek befolyásolhatják. maximális jelváltozási sebesség hatása legélesebben a nagy hurokerősítésű erősítőkben, a műveleti erősítő nemlineáris elem kombinációt tartalmazó áramkörökben és az aktív szűrőkben jelentkezik. cikk a maximális jelváltozási sebesség fogalmával és számítási módszerével foglalkozik, bemutatva a műveleti erősítők egyszerűsített nemlineáris helyettesítő képét.. maximális jelváltozási sebesség (slewing rate) fogalma Definíciószerűen a slewing rate az erősítő kimenetén mérhető maximális jelváltozási sebesség abban az esetben, ha a bemenetre éppen olyan amplitúdójú Beérkezett: 972. II. 4. ideális négyszögjelet vagy egységugrást adunk, mely a tranziensek lejátszódása után az erősítő fokozatait még sem pozitív, sem negatív irányban nem viszi túlvezérelt állapotba [4]. fenti fogalomnak visszacsatolatlan erősítők esetében nincs különösebb jelentősége. Ilyenkor ugyanis az erősítő minden fokozata közel lineáris üzemben működik, tehát az így megadható maximális jelváltozási sebesség egy lineáris aluláteresztő négypólus súlyfüggvényének maximális változási sebességével arányos. Visszacsatolt erősítőkben azonban előfordulhat, hogy az erősítő egy vagy több belső fokozata a tranziensek során túlvezérelt állapotba kerül, és a továbbiakban e fokozat vagy esetleg fokozatok határozzák meg a kimeneten mérhető jel időfüggvényét. slewing rate tehát az erősítő jellemző adata, mely kapcsolatban van a kivezérlés belső korlátaival és a lineáris rendszer frekvenciamenetét meghatározó reaktív elemekkel. így a slewing rate közvetlenül függ a visszacsatolt erősítő kompenzáló elemeinek értékétől és azok rendszerbeli helyzetétől is. szinuszos kivezérelhetőség frekvenciafüggése hasonló fizikai okokra vezethető vissza, de az (itt mellőzve a triviális definíciót) mind visszacsatolatlan, mind visszacsatolt erősítők esetében használatos. 2. Maximális jelváltozási sebesség lineáris esetben z általános aluláteresztő négypólus átviteli függvénye n darab valós, illetve konjugált komplex pólust tartalmaz. maximális jelváltozási sebesség (továbbiakban SWR) értékét általánosan a (2..) kifejezés adja. +- Pn (2..) Itt az í/ k i M a maximális statikus kimenő feszültség; SWR=- p 5 p 2... p n az átviteli függvény pólusai és t 0 az a legkisebb időpont, ahol a jobb oldali zárójeles kifejezés második idő szerinti deriváltja zérus. (2..) összefüggés felhasználásával azonnal belátható, hogy egyetlen pólus esetében a maximális kimeneti jelváltozási sebesség: a pólus origótól mért távolsága, azaz az erő határfrekvenciája. hol sítő SWR=u(0l (2.2.)
36É HÍRDÁSTECHNIK XXIII. ÉVF. 2. SZ. gés adja meg az SWR értékét (. és 2. ábra). z ábrákon az [/ k Í M co v illetve [7ki M co 0 értékekre normált maximális jelváltozási sebességadatok a slewing rate és a pólusok elhelyezkedése közötti kapcsolatot szemléltetik. i / SWfí=U k Í M w (2.3.) \ \ ^ -Cüg SWR=U kím üj 0 e-r< tg?> (2.4.) a) póluselrendezés hol co 0 a komplex gyökök abszolút értéke, cp a gyököket jellemző komplex vektor és a negatív valós tengely által bezárt szög. SWR 90 <p X X a, b) normált maximális jel-, változási s,ebesség a) polusetrendezes SWR 0,576 0,5 0,369 i 2 3 4 5" co 2 c) z időfüggvény jellege 2. ábra ÍHt*9-SP2 b) normált maximális jetváltozási sebesség c) z időfüggvény jellege \HU9-SPj I. ábra (2.3.) összefüggés alapján bizonyítható, hogy a több valós gyökkel rendelkező rendszerek eredő felfutási idejét megadó közelítő összefüggés (2.5.) az SWR számításánál csak durva hibával alkalmazható. 3. legegyszerűbb nemlineáris helyettesítő kép 3. ábrán látható helyettesítő modell [4] egy három fokozatú visszacsatolt erősítőt szimbolizál. z v és /S négypólusok frekvenciafüggetlenek és ideálisan elválaszthatók. z erősítő maximális kimenő feszültsége ± / k j M, a középső fokozat pedig szimmetrikusan áramkorlátozott, és feltételezzük hogy transzfer karakterisztikája a 4. ábrának megfelelően szakaszonként lineáris. f (, r =y/f+/i+...ti (2.5.) hol t v..., l n az egyes pólusokhoz tartozó független felfutási idők. magasabb fokszámú négypólusok vizsgálata a (2..) segítségével elvégezhető, de jelentősége a műveleti erősítők esetében nem nagy. rendszer egységugrásra adott válaszfüggvénye a bemenő jel szintjétől függően jelentősen változik. Kis bemenő jelek esetében a rendszer lineáris üzemmódban működik. Elegendően nagy vezérlőjel viszont, t 0 időpillanatban túlvezérelt állapotba viheti a második fokozatot, s ezen időszak alatt az J M áram és a C kapacitás határozzák meg a kimenő feszültség maximális jelváltozási sebességét. tranziu c T T ' -QZr- 3. ábra \Hn9-&í\
DR. SIMON GY. PP L.: JELVÁLTOZÁST SEBESSÉG MŰVELETI ERŐSÍTŐKBEN van. z ábra a korábbiaknak megfelelően akkor érvényes, ha fennáll az U M R > í/ Í M k > v U be feltétel. (3.7) összefüggés felhasználásával a t ± időtartam az alábbi módon számolható: I M R., U h, v -[l~a+p\ (3.8.) P p P 4. ábra IHK9-SP4 ensek lejátszódása után a rendszer ismét lineáris tarmányba kerül feltéve, hogy a bemenő jel amplitúdójára érvényes az. pontban ismertetett definíciós megkötés. 3. ábra jelöléseit felhasználva és a gyakorlatban mindig fennálló -R-I M > Ckí M feltételezés mellett a lineáris rendszer átviteli függvényei a következők: (p)=u bt (p). hol = + P + ' + p í = g m R (3..),, +prc (lp)=u b p) (3.2.) M, RC - +p + P U h, f 'bc(p) = j^- egységugrásgerjesztés esetén a kimenő időfüggvények az alábbi alakban írhatók fel: -rln _ Í + P i ap ^ p = Tln a I t R U be v 6. és 7. ábrán a t x és az U u (tj) értékét ábrázoltuk az a", illetve az p függvényében. kimeneti maximális emelkedési sebesség a (3.7.) kifejezés alapján [4]: SWR= T m a x 2 (3.0.) (t)=u bt v \l-exp - ( + /L) j (3-3.) z 5. ábra alapján külön bizonyítás nélkül megállapítható, hogy a maximális emelkedési sebesség túlvezérelt üzemmódban a legnagyobb. 6. ábrából látható, hogy U be v^ I U R esetében a rendszer soha nem kerül lineáris tartományba, mert a második fokozat még túlvezérelt állapotban van, amikor a kimenő jel eléri a maximális kimeneti feszültséget. Elegendően nagy bemenő jel mellett a teljes felfutási idő függetlenné válik a bemenő jelu kím, f '(0= ^bc R\ + p exp RC ( + P) (3.4.) T- ± RC Ha az l(t) áram maximális értéke túllépi az áramkorlát szabta határt, akkor a második fokozat túlvezérelt állapotba kerül, tehát a (3..) és (3.2.) egyenletek érvényüket vesztik. Ennek határa, mivel /(/) m a x = /(0): Tálvezérlési ^ tartomány / i n ' j ± ' n s ^rtomany L e a >. ábra ul-^(i+p)=i u (3.5.) be- I M R, jil + p) g m x (3.6.) megengedett maximális bemenő jel (U' be ), melyhez még nem tartozik túlvezérlés, fordítottan arányos az áramkorlátozóit fokozatot megelőző erősítő erősítésével. telítés időtartama alatt a kimenő jel időfüggvényét az alábbi összefüggés írja le: a=2 U^(t) = I M R exp RC )] (3.7.) 0 teljes időfüggvény az 5. ábrán látható. második fokozat t időtartományban túlvezérelt állapotban 6. ábra [HW-SP6 367
HÍRDÁSTECHNIK XXIII. ÉVF. 2. SZ. szintjétől és feltételezve, hogy U iím <síi l R! az értéke közelítőleg: tf ~~SWR (3..) Ilyenkor a kimenő jel felfutási tartománya jellegzetesen lineáris. hol: cü 0 =/ro 2 co (l + /3ii); = <CÜ : C0 0 co. 2 YT+J maximális lapos átvitel feltétele: (4.2.) co, co, 2 ' 2 Ha akkor kis elhanyagolással RC=z fi (4.3.) z (4.3.) összefüggés alkalmas a szükséges kompenzáló kondenzátor számítására. zárt lineáris rendszer egységugrásra adott válaszfüggvénye a következő: (t) = v U b, e Í2. CO, C0 n, sin-^t + cos-r^í n (4.4.) z I áram időfüggvényét két esetben vizsgáljuk attól függően, hogy a második töréspont az első vagy a harmadik fokozathoz tartozik. 7. á6ra 4. Két töréspontos nemlineáris helyettesítő modell több fokozatú erősítők minden esetben több domináns nagyfrekvenciás törésponttal rendelkeznek, azaz a 3. ábrán látható helyettesítő képben x és is frekvenciafüggő lehet. Ilyenkor a visszacsatolt erősítő vizsgálata lényegesen bonyolultabb feladat. visszacsatolás növelése ugyanis szükségessé teszi a lineáris rendszer stabilitásának vizsgálatát, és felveti a kompenzálás szükségességét. kompenzálás legtöbbször a legkisebb frekvenciájú töréspont eltolását jelenti oly módon, hogy a visszacsatolt rendszer lineáris átviteli függvénye adott feltételeket elégítsen ki (legyen például maximális lapos vagy kritikus csillapítású). kompenzálás külső kapacitások beépítésével jár, és így a beépítés helyétől függően jelentősen befolyásolja az SWR értékét. további vizsgálatokban tételezzük fel, hogy a rendszer két töréspontos, azaz az co 2 második pólus vagy az lt vagy az négypólushoz rendelhető. visszacsatolás továbbra is frekvenciafüggetlen, a kompenzálást a második fokozat C kondenzátorának növelésével végezzük, mely az co x = pólus HL frekvenciáját változtatja. kompenzálás célja maximális lapos átviteli függvény előállítása. visszacsatolt lineáris rendszerre felírható: és a) második töréspont az fokozatban /(/)= + c Í2 t+bcos^ Y2 í'l (4.5.) z I(t) maximális értéke most is a t = 0 időpillanatban lép fel. í(qmax=j(0) /max 'W- = - (4.6.) R Elegendően nagy U bt feszültség esetében a második fokozat túlvezérelt állapotba kerül: U' be = (4.7.) z eredmény tehát azonos a 3. fejezetben ismertetettel. maximális kimeneti jelváltozási sebesség azonban az (4.3.) összefüggésen keresztül függ a hurokerősítés értékétől. Nemlineáris tartományban a kimenő jel időfüggvényét az frekvenciafüggése is befolyásolja: (t)=i M R j co 2 e _toi C0 0 CO, co,e~ COo co. (4.8.) Feltételezve, hogy a hurokerősítés elegendően nagy, tehát tojco^l (.t) = I m R [l-e-< ") (4.9.) S W R = Ij ^$ ^ ( 4 - i a ) UdP)=U be t +p co 0 col (4..) kompenzálás végrehajtása után az SWR közel fordítottan arányos a hurokerősítéssel. z t/ kl (<) és () időfüggvények jellegre nézve a 8. ábrán láthatók. í x időtartam a 3.9. alapján most is számítható. 368
DR. SIMON GY. PP L.: JELVÁLTOZÁSI SEBESSÉG MŰVELETI ERŐSÍTŐKBEN e ~~. -' ". - - ' RC Ha^4/?:», akkor az elhanyagolás megtehető. maximális áram értéke nagy hurokerősítés mellett közelítőleg arányos fi értékével. bemenő feszültség U be R ~ V2.fi küszöbértéke (4.3.) ir 7 Ki) U' be =,56- g m Y2 g m (4.4.) ti \HM-SP8\ kimenő jel a 9. ábra alapján három szakaszra bontható. t 0 időtartam alatt a rendszer lineáris üzemmódban működik, majd /j_ ideig a második fokozat túlvezérelt állapotba kerül, végül az áramkör ismét visszatér a lineáris tartományba. í 0 időtartam az (4..) egyenlet felhasználásával közelítőleg meghatározható, ha feltételezzük, hogy U be» U' be. z áram időfüggvényét a í = 0 időpillanatban vett kezdeti meredekséggel közelítve: 8. ábra b) második töréspont az fokozatban (0 = -e V2 I ^0 n t+ + 2^( + fi) Isin (4..) v ll bt col x g m í7 b e co 2 (4.5.) Ha ettj^cop akkor a t 0 időtartam általában elhanyagolható a tfhez képest. Ezen feltételezés azt is tartalmazza, hogy a í x időtartam elegendő pontossággal számolható a (3.9.) képlet alapján, az SWR értékét pedig jó közelítéssel az (4.0.) adja. z /(i) fel: áram maximális értéke az alábbi helyen lép CO, Ü 0 ^_ ft^ ^ (4.2.) 9. ábra 5. helyettesítő képek korlátai valóságos erősítőrendszerek a fentebb leírtaknál lényegesen bonyolultabbak. különbségeket és a felvetődő problémákat az alábbi pontokban foglaljuk össze. a) nagy erősítésű rendszerek általában két feszültség- és egy teljesítményerősítő fokozatból állnak. lineáris átviteli függvény így rendszerint három aktív pólust tartalmaz. kompenzálás tehát egy hárompólusú visszacsatolt rendszer frekvencia-karakterisztikájának célszerű kialakítását jelenti. Feltételezve, hogy a harmadik pólus frekvenciája jóval nagyobb, mint a másik kettőé, a kétpólusú rendszerre kapott eredményeket erre a rendszerre is általánosítani lehet. Ilyenkor a visszacsatolt rendszer aktív pólusainak helyét csak a hurokerősítés és a két kisebb frekvencián levő pólus befolyásolja. Bonyolultabb esetekben a kiértékelés általános módszere a numerikus analízis. b) több fokozatú rendszerekben általában minden fokozat kivezérlése korlátozott. z előbb tárgyalt szimmetrikus áramkorlátozás a differenciálerősítőkre jellemző. Előfordulhat, hogy vezérléskor egyszerre több fokozat is telítésbe kerül. Példaképpen korábbi eredményeink felhasználásával megvizsgáljuk a 0. ábrán látható rendszer működését. z elrendezés a 3. ábrán ismertetett kapcsolás bővített változata. Feltételeink szerint a kompenzálást a domináns pólus frekvenciájának módosításával a második fokozatban végezzük. z x erősítő a második fokozathoz hasonlóan, egy lineáris törésponttal és áramkorláto-
37ft HÍR DÁSTECHNIK XXI [I. ÉVF. 2. SZ.,J', I c 5 [íít I=Sm u t -ÍX- -QQ- ^7 O rf) kompenzálás nem minden esetben jelenti a domináns pólushoz tartozó kapacitás növelését. Gyakori a soros RC taggal történő kompenzálás is, mely az átviteli függvényt egy pólussal és egy zérussal bővíti. Ezzel a módszerrel a maximális emelkedési sebesség az ugrásfüggvényre adott válaszban a t=() időpont környezetében jelentősen megnövelhető. jelenség szemléltetésére a. ábrán levő kapcsolást használjuk fel. Egyszerűség kedvéért tételezzük fel, hogy a hurokerősítés elegendően nagy és a rendszer domináns töréspontjához képest v és /3 frekvenciafüggetlennek tekinthető. lineáris rendszer egységugrásra adott válaszfüggvényei : (7, s (t)=u be v^ (l + ZM)^ (\ + [i)r +R v j (5.5.) i.7. ábra be^u í M ( + /Ll)(tf + J R) (\+^)R +R _ + 0 (5.6.) ahol (ú r (+P)RJC+RC r' ' w p (4+/3) R,C+RC és legyen m' tarto második fokozat akkor kerül nemlineáris mányba, ha az alábbi egyenlőtlenség teljesül: j/übe 'H. Hi) C(R,xR) Vagyis: U^, (l + pxrj+r) R {+P)R +R (l + p^+r ; R.+R (5.7.) (5.8.) 2. ábra \H9-SPZ\ túlvezérlési tartományban a kimenő jel időfüggvényét csak a második és harmadik fokozat határozza meg. uuty- I M R + e- (5.9.) zott átviteli függvénnyel jellemezhető. z egyes fokozatok túlvezérelt állapotba kerülésének feltétele: jelalakokat a 2. ábra mutatja. ff _» (5..) (>. maximális szinuszos kivezérelhetőség frekvenciafüggése «7Í B,=,56 (Jmg'mR' (5.2.) mivel a (4.4.) képletben szereplő = g^nfí' z első fokozat kerül hamarabb telítésbe, ha Ube, *^ U be, r' M,56/ M (5.8.) (5.4.) c) szimmetrikus áramkorlátozás mellett a fokozat áramköri elrendezésétől függően gyakori az aszimmetrikus áram- és feszültségkorlátozás is. Sok esetben (pl. mintavevő és tartó áramkörökben) a végfokozat és a terhelő kapacitás határozza meg a maximális emelkedési sebességet. speciális elrendezések esetenként külön analízist igényelnek. kisfrekvenciás kivezérelhetőséget általában a végfokozat, vagy a meghajtó fokozat korlátozza. frekvencia növelésével azonban előfordulhat, hogy valamely közbenső kapacitív terhelésű fokozat a lineáris áramkivezérelhetőség határára kerül a végfokozat túlvezérlése előtt. így a torzításmentes maximális szinuszos kimenő jelet ez a belső fokozat határozza meg. Nagy hurokerősítésű rendszerekben ez a jelenség sok esetben az erősítő használhatóságát is korlátozza, bár az erősítő kisjelű sávszélessége a nagyjelű kivezérelhetőség határfrekvenciájának sokszorosa lehet. a) Egy töréspontos rendszer [4] 3. ábra áramköre a lehetséges maximális torzításmentes szinuszos kimenő feszültség a második
37 DR. SIMON GY. PP I,.: JELVÁLTOZÁSI SEBESSÉG MŰVELETI ERŐSÍTŐKBEN fokozatban fellépő korlátozás miatt az alábbi módon számolható: U U m m =I u (6-.) Ha ez kisebb, mint a végfokozat kivezérelhetősége, akkor a kimenő feszültség maximális értékét a második fokozat szabja meg. Ha teljesül, hogy ^<s:fi, egyszerűsíthető: akkor a (6..) összefüggés ' Ukimax ÍW '^--Számított Mért - _ i f.-40 khz EH3 4. ábra lj ki max x l 2 (6.2.) + 2V 9+2V kivezérelhetőség határfrekvenciája, tehát az a frekvencia, ahol a végfokozat és a közbenső fokozat által meghatározott jelszint azonos: 2nCU kh (6.3.) U r = const.. 9i Ezen frekvencia fölött a kivezérelhetőség a frekvencia függvényében 6 db/oktáv meredekséggel, azaz hiperbolikusán csökken. Í-6V U, ki max MM (6.4.) 5. ábra b) Két tör és pontos rendszer [4] z (4.4.) kifejezés felhasználásával a maximális szinuszos kivezérelhetőség és a hurokerősítés kapcsolata a következő: U- ki max I M R co 2 '2fT~co~ (6.5.) kimenő feszültség maximuma tehát a kompenzált erősítő hurokerősítésével fordítottan arányos. Ha az is frekvenciafüggő és meredeksége 6 db/oktáv, akkor a kimeneti kivezérelhetőség a frekvencia függvényében 2 db/oktávval csökken. Ha a végfokozat kivezérelhetősége az f h határfrekvencia fölött 6 db/oktávval csökken, ez nem változtatja meg a (6.2.)-ben megadott törvényszerűséget.. ábrán látható soros RC tagos kompenzálás esetén a szinuszos kivezérelhetőség értelemszerűen a 3. ábrán feltüntetett függvény szerint változik 7. Mérési eredmények bemutatott elvek és számítási módszerek igazolására méréseket végeztünk, illetve néhány kereskedelemben kapható integrált áramkör esetén az adatlapok mérési eredményeit használtuk fel. a) HIKI által gyártott EH3 típusú vékonyréteg integrált műveleti erősítő két differenciálerősítőből és egy egységerősítésű kimeneti fokozatból áll. kompenzálást a második fokozatban végezzük a tranzisztorok kapacitásának növelésével. Miller transzformáció segítségével eddigi eredményeink a visszaható kapacitás esetére is általánosíthatók. I M SWR = C[í + ] IM., C (7..) hol I M az előző fokozat maximális árama, a viszszaható kapacitást tartalmazó fokozat feszültségerősítése, a kimenő fokozat feszültségerősítése és C[l + ] a Miller kapacitás. Hasonló jelölésekkel a szinuszos kivezérelhetőség határfrekvenciája: Iu., I U 2atC[l + ]Uu x 27iCJ (7.2.) (Ri+Rl)C IS- ábra. R,C \Hm-spn\ z EH3 erősítőre: :4 2 = ; J M =0,74 m, L7 kím = = 3 V c s _ c s és C=220 pl Ezekkel az adatokkal a számított SWR = 3,3 V/us a mért érték pedig 2,2 V/us. szinuszos kivezérelhetőség frekvenciafüggése a 4. ábrán látható. z f h határfrekvencia fölött a (6.2.) összefüggés nagy pontossággal megadja a kivezérelhetőség értékét. b) fi 702 típusú áramkörben [9, 0J a kompenzálás a pozitívan visszacsatolt végfokozatban törté-
HÍRDÁSTECHNIK XXIII. ÉVF. 2. SZ. 6. ábra 0 SWR[V//M$] Számítót* \ /Mért OH- '/u702 0 00 u nik. végfokozat kapcsolási rajza és helyettesítő képe kompenzált esetben a 5a és 56 ábrán látható. C x a kompenzáló kondenzátor, 7 M =, m a T x tranzisztor munkaponti árama. katalógusadatok és a számított értékek nagy pontossággal megegyeznek (6. ábra). c) fi 709 típusú áramkörben [9, 0] a kompenzálás a második erősítő és aszimmetrizáló fokozat visszaható kondenzátorának növelését jelenti. végfokozat erősítése = Z0 az aktuális áramkorlátozóit fokozat maximális árama J M = 40,a. mért és számított adatok a visszacsatolt erősítés függvényében a 6. ábrán láthatók. 8. Összefoglalás mérések és számítások eredményeinek összevetése bizonyítja, hogy a felvett helyettesítő képek jól közelítik a valóságos fizikai jelenségeket, különösen nagy hurokerősítések esetében. Ezen helyettesítő áramkörök vizsgálata és az eredmények érdemi kiértékelése a szerzők által fellelt irodalmi forrásokban nem található. "Végezetül a szerzők köszönetüket szeretnék kifejezni Dr. Baita István professzornak, dr. Házmán István és dr. Komarik József docenseknek a téma k i dolgozása során nyújtott támogatásért és az adott hasznos tanácsokért. I R O D L O M [] Don Kesner: Simple Technique for Extending Op mp Power Bandwidth. Motorola pplication Note, N 459, 970. [2] The MG 539 Operational mplifier and its pplications. Motorola pplication Note, N 439, 970. [3] Len Blair: Getting More Value Out of an Integrated Operational mplifier Data Sheet. Motorola pplication Note, N 273, 970. [4] Simon Gyula: Integrált áramköri műveleti erősítők. Egyetemi doktori értekezés, 970. [5] Jim Shales: General Purpose I/G Differential Output Operational mplifier. Motorola pplication Note, N 407, 970. [6] R. J. Widlar: Desing Techniques for Monolithic Operational mplifiers. IEEE Journal of Solid State Circuits. SG 4, No. 4, ugust 969. [7] Bob Dobkin: Feedforward Compensation Speeds Op mp. National Semiconductor Linear Brief, No. 2. 969. [8] T. J. van Késsel: n Integrated Operational mplifier with Növel HF Behaviour. IEEE Journal of Solid State Circuits. SC 3, No. 4, December 968. [9] RC Linear Integrated Circuits Manuál, 970. 42. o. [0] The pplication of Linear Microcircuits. SGS, 968. [] Fairchild Semiconductor Integrated Circuit Data Catalog, 970.