8 OOOOO A MAGYAR ELEKTROTECHNIKAI EGYESÜLET HIVATALOS LAPJA ALAPÍTOTTA ZIPERNOWSKY KÁROLY 1908-BAN

Átírás

1 elektrotec A MAGYAR ELEKTROTECHNIKAI EGYESÜLET HIVATALOS LAPJA F ALAPÍTOTTA ZIPERNOWSKY KÁROLY 1908-BAN 8 OOOOO VÁLTOZÓ STRUKTÚRÁJÚ NEMLINEÁRIS RENDSZER A MOZGÁSSZABÁLYOZÁS TERÜLETÉN ÜZEMMÓDOK KOORDINÁCIÓJÁNAK PROBLEMATIKÁJA - ES ALGORITMUSA ÖNÁLLÓ VILLAMOSENERGIA- RENDSZEREK ESETÉN NÉGYSZÖGMEZŐS SZINKRONMOTOROS SZERVOHAJTÁS KOMMUNIKÁCIÓS FOLYAMATA BIZTOSÍTÓ NÉLKÜL FELÉPÍTETT NAGYTELJESÍTMÉNYŰ TERHELÉSKOMMUTÁCIÓJÚ INVERTER KÖZVETLEN FÉNYGYÚJTÁSÚ TIRISZTOROKKAL ERŐMÜVI ALKALMAZÁSRA IDŐ- ÉS ESEMÉNYVEZÉRELT KOMMUNIKÁCIÓ BEÁGYAZOTT SZÁMÍTÓGÉPES RENDSZEREKBEN SODRONYVEZETÉK MECHANIKAI VIZSGÁLATA INDUSTRIAL ELECTRICAL DRIVESVIEWEDFROM RELIABILITY AND COST TUDOMÁNYOS KÜLÖNSZÁM ÉVFOLYAM

2 A MAGYAR ELEKTROTECHNIKAI EGYESÜLET HIVATALOS LAPJA ALAPÍTOTTA ZIPERNOWSKY KÁROLY 19Q8-BAN ORGAN OF THE HUNGÁRIÁN ELECTROTECHNICAL ASSOCIATIÜN TUDOMÁNYOS KÜLÖNSZÁM 2004 S zer kesztöbizottsá g Elnök: Dr. Szentirmai László Tagok: Dr. Benkó Balázs, Dr. Berta István, Dr. Bognár Sándor, Dr. Boross Norbert, Byff Miklós, Gyurkó István, Hatvani György, Dr. Horváth József, Dr. Horváth Tibor, Dr. Jeszenszky Sándor, Dr. Kársai Károly, Kovács Ferenc, Kömíves István, Dr. Krómer István, Dr. Lantos Tibor, Dr, Madarász György, id. Nagy Géza, Orlay Imre, Schachinger Tamás, Tari Gábor, Dr. Tersztyánszky Tibor, Tringer Ágoston Szerkesztőség és kiadó: 1055 Budapest V., Kossuth Lajos tér 6-8. Telefon: és Telefax: elektrotechnika@mee.hu Kiadja és terjeszti: Magyar Elektrotechnikai Egyesület Felelős kiadó: Lernyai Péter Főszerkesztő: Dr. Kádár Péter Főszerkesztő-helyettes: Dr. Bencze János Reklámmenedzser: Dr. Friedrich Márta Szerkesztőségi titkár: Szilágyi Zsuzsa Tartalom DR. NAGY ISTVÁN: Változó struktúrájú nemlineáris rendszer a mozgásszabályozás területén 2 ANATOLIJ MAHNITKO. JÓZSA LAJOS, DR. MORVA GYÖRGY: Üzemmódok koordinációjának problematikája és algoritmusa Önálló villamosenergiarendszerek esetén 7 BAKOS DEZSŐ, DR. SCHMIDT ISTVÁN. DR. VESZPRÉMI KÁROLY, DR. VINCZE GYULÁMÉ: Négyszögmezős szinkronmotoros szervohajtás kommunikációs folyamata 10 PAÁL ERNŐ, SZILÁGYI PÁL: Biztosító nélkül felépített nagy teljesítményű terheléskommutációjú inverter közvetlen fénygyújtású tirisztorokkal erőművi alkalmazásra 14 MAJZIK ISTVÁN, PECELI GÁBOR: Idő- és eseményvezérelt kommunikáció beágyazott számítógépes rendszerekben 19 BÍRÓ TAMÁS: Sodronyvezeték mechanikai vizsgálata 23 L. SZENTIRMAI. T. SZARKA: Industrial Electrical Drives Viewed from Reliability and Cost (Szentirmai László, Szarka Tibor: Ipari villamos hajtások vizsgálata ár és megbízhatóság szempontjából) 26 OTTUCSÁK GYÖRGY: A másnapi piac modellezése a magyar energiapiacon 31 A Méréstechnikai, Automatizálási és Informatikai Tudományos Egyesület (MATE) képviselője a Szerkesztőségben: Dr, Vajk István Rovatszerkesztők: Byff Miklós Villamos fogyasztóberendezések Farkas András Automatizálás és számítástechnika Sitkéi Gyula Technikatörténet Haász Ferenc Világítástechnika Schwabbauerné Major Edit Portré Ifj. Szedlacsek Ferenc Villamos energia Tóth Elemér Villamos gépek Somorjai Lajos Szabványosítás Hauser Imre Hírek Szepessy Sándor Szemle Dr. Szandtner Károly Oktatás Egyes lapok korlátozott számban a kiadóban beszerezhetők. Nyomda: Csathó és Társa Nyomdaipari Kft. Eger Felelős vezető: Csathó Emil igazgató Index: HU ISSN Kéziratokat nem őrzünk meg és nem küldünk vissza. A szerkesztőség a hirdetések és a PR-cikkek tartalmáért felelősséget nem vállal. Adóigazgatási szám: Contents DR. I. NAGY: Changing Structure Non-linear System on the Field of Motion Control A. MAHNITKO, L. JÓZSA, DR. GY. MORVA: The Problem and Algorhythm of the Operating Mode Coordination in Case of Independent Electrical Power Systems D. BAKOS. DR. I. SCHMIDT. OR. K. VESZPRÉMI. DR. MRS. GY. VINCZE: The Communicational Process of Square Field Synchronous Motor Driven Servo Drive 10 E. PAÁL. P. SZILÁGYI: Fuseless Built High Power Load Communicational Inverter with Direct Light Ignition Thyristor for Power Plánt Application 14 I. MAJZIK, G. PÉCELI: Time and Event Controlled Communication Built in Computer Systems 19 T. BÍRÓ: Mechanícal Tests of Stranded Conductors 23 Az Ipar Műszaki Fejlesztéséért Alapítvány támogatásával MEE a member of EUREL t. SZEKTIRMAI. T. SZARKA: Industrial Electric Drives Viewed from Reliability and Cost GY.OTTUCSÁK: Modelling of the Next Day's Markét on the Hungárián Power Markét 26 31

3 /SV^^i'vN SZABÁLYOZÁSELMELET Változó struktúrájú nemlineáris rendszer a mozgásszabályozás területén Dr. NAGY ISTVÁN professor emeritus, az MTA r. tagja Képletekben, ábrákban az első szám a cikksorozat cikkeinek sorszáma 1. Bevezetés [1-5] A cikk egyrészt folytatása a korábban már megjelent öt cikknek, másrészt egy összesen hat cikkből álló sorozat utolsó tagja. A cikkek témáinak a kiválasztásában a rendező szempont a teljesítményelektronika és a mozgásszabályozás területein való alkalmazhatóság volt. Mindez nem jelenti azt, hogy a leírtak alkalmazhatósága a teljesítményelektronikára és a mozgásszabályozásra korlátozódna. A megfontolások, tárgykörök nagy része ennél sokkal általánosabb érvényű. A cikksorozat fő célja a nemlineáris dinamikus rendszerek, és ezen belül az ebbe az osztályba tartozó teljesítmény elektronikai és mozgásszabályozási rendszerek korszerű vizsgálati módszereinek a bemutatása. A vizsgálatok pld. az esetlegesen nagy számú egyensúlyi állapot meghatározására, stabilitásra, szubharmonikus generálásra, kaotikus állapot kimutatására stb. vonatkoznak. A sorozat utolsó cikkében példaként egy változó struktúrájú rendszert mutatunk be A példa indukciós motor toleranciasávos áramszabályozása. A rendszer ismertetése után a kezdeti feltételekre vonatkozó rendkívüli érzékenységről, a kaotikus állapotról és a kaotikus állapotba való átmenetről esik szó ábra. Áram szabályozás két toieranciasávja 2. Indukciós motor toleranciasávos áramszabályozása 16-13] A változó struktúrájú nemlineáris rendszerekre bemutatandó harmadik példa blokkvázlatát a 6.1. ábrán láthatjuk. A v ks kapocsfeszültségű indukciós motort az V tranziens induktivitással, R sztátor ellenállással és é' s tranziens reaktancia mögötti feszültséggel modelleztük. A szabályozás célja, hogy a három sztátoráram pillanatértéke a szimmetrikus, szinuszos referenciaáramot adott toleranciasávon belül kövesse. E célt oly módon érjük el, hogy a háromfázisú feszültséginverter v ÍA kimenő feszültségét a toleranciasávos szabályozó révén mindig a megfelelő" értékre kapcsoljuk. A szabályozó az i a állórész áramvektort az inverter kapcsolási frekvenciájával forgó koordinátarendszerbe transzformálja, s eredményül az i áramvektort állítja elő, amelyet az i* referencia áramvektorral összeha ábra. Hat aktív áramszabályozás két toieranciasávja Adaptívíty Double trajektória nagy megváltozását eredményezheti RKK Transformatí SRF 6.1. ábra. Indukciós motor toleranciasávos szabályozása sonlítvakapjuk az i e hibaáram-vektort. e' x, v ks és i s állómig i,i* és i e forgó koordinátarendszerben felírt térvektorok. A 6.2. ábra az utóbbi három áramvektort ábrázolja egy olyan állapotban, amelyikben az i e hibaáram-vektor éppen eléri a rí sugarú belső toleranciakör peremét. Ilyenkor az adaptív szabályozó a v 1( v 2,...v 6 aktív és a v 0, v 7 inaktív inverter kimenő feszültségek közül kiválasztja a legmegfelelőbbet", amely a toleranciakörön V 97. évfolyam tudományos különszám

4 SZABALYOZASELMELET 6.5. ábra. Toleranciasávos áramszabályozás bifurkációs diagramja 6.6. ábra. A 6.5. ábra eredményvonalla! körülvett részének nagyítása 6.7. ábra. A 6.6, ábra eredményvonallal körülvett részének nagyítása 6.8. ábra. A 6.7. ábra eredményvonalla! körülvett részének nagyítása 6.9. ábra. Poincaré-térkép kaotikus állapotban (a ábra}. Eredményvonallal körülhatárolt rész nagyítása (b ábra) belül tartja a hibaáram-vektort (6.3. ábra). A szabályozás abban az értelemben adaptív, hogy felismeri, vajon az inverterben két kommutáció vagy gyors kapcsolássorozat következne-e be, ha a reguláris kapcsolási mintát követné. Ha az említett akármelyik nem kívánt eseményre kerülne sor, akkor megfelelő módon" eltér a reguláris kapcsolási mintától, átmenetileg megengedi, hogy a hibaáram-vektor kilépjen a belső r, sugarú toleranciakörből. Az inverter struktúrának és így a kimenőfeszültségének a változtatására legközelebb akkor kerül sor, amikor a hibaáram-vektor az r 0 sugarú külső toleranciakör peremét éri el. Egy vagy két kapcsolás után i e visszakerül a belső toleranciakörbe. Stacioner állapotban i* álló vektor, míg /',. és i végpontja a toleranciasávon belül vándorol. A V...v 6 inverter kirnenőfeszültség-vektorok Vjt, (k=ö,l,...7) forgó koordinátarendszerbe transzformált értékei, amelyek az ÍO kapcsolási körfrekvenciá táblázat. Feigenbaumálíandó 6.2. táblázat. Ablak-periodicitás {rjrh 1,433 1,4212 (rjnh 1, ,4227 (rjrk 1, ,42305 (rjrh 1, , ,4663 4,5454 ábra rjr, 1, ,421 1,421.,.1,4227 A szubharmoníkusok rendszáma az egymást követő ablakokban 1X3 2X3 1x5 2X5 1X7 2x , , X3 4X5 4X T 97. évfolyam tudományos különszám

5 SZABALYOZASELMÉLET A kaotikus rendszerek egyik fontos, közös tulajdonsága az, hogy rendkívül érzékenyek a kezdeti feltételre. A tárgyalt áramszabáíyozásra ezt szemlélteti a 6.4. ábra. A belső toleranciakör kerülete három, egyenként 120 -os szakaszra, az AB a BQ és a CA szakaszokra van felbontva. Ha a hibaáram-trajektória eléri a belső toleranciakört, akkor - reguláris esetben, vagyis túlnyomórészt - az előző felsorolás sorrendjében a szabályozó a v 2, a v 0 vagy v 7 és a i> 3 vektorokat választja, s így eléri, hogy a trajektória a toleranciakörön belül marad. Tételezzük fel, hogy a hibaáram-trajektória a toleranciakör kerületén elhelyezkedő /,,..,, illetve a tőle Ai e elemi távolságban levő Í' VÍ -Í, pontból indul. A CA szakasznak megfelelően az i e trajektória iránya mind a két esetben > 3. Az első esetben közvetlenül a B pont alatt, a másodikban közvetlenül a B pont felett éri el a trajektória ismét a belső toleranciakört. Ezt követően a trajektória iránya az első esetben D 2> míg a másodikban egy ettől teljesen eltérő D o lesz. A leírt példa két üzenetet is hordoz. Egyrészt bemutatja, hogy a rendszer nemlineáris, hiszen elemi változás nem elemi, nagy változást eredményez. Másrészt jól érzékelteti a rendszer kezdeti feltételekre való roppant érzékenységét. Ez jelzés arra, hogy a rendszerünk kaotikus állapotba kerülhet ábra. Bifurkéciós diagram (a ábra, lásd a 6.5, ábrát}. Ljapunov-exponens (b ábra) val forognak (6.3. ábra), v* az a fiktív inverter kimenő feszültség, amely /'* referenciaáramot eredményezné. Ebből látszik, hogy mindig a v*-hoz legközelebbi inverter kimenőfeszültségvektorok közül, vagyis az ábránk esetében v 2, v 3, v 0 és v 7 közül célszerű választani. Bizonyítható, hogy a hibaáram-vektor változási sebesség vektora, így a változási irány vektora D jó közelítéssel dt L (6.1) Például v 2 -t változtatva /',. végpontja D 2 irányban mozog (6.3., 6.4. ábrák) Érzékenység a kezdeti feltételekre [14-18] 2.2. Periodikus, átmeneti és kaotikus állapot [19-24] A különböző rendszerállapotok vizsgálatára a legalkalmasabb a bifurkációs diagram. Szabályozási paraméternek a toleranciakörök sugarainak arányát, rjr r i választva, a számított bifurkációs diagramban a hibaáram-vektor valós részének, Re{/\,}-nek a t-nt időpontokban mintavételezett értékeit rajzoltuk fel /()//-, függvényében, miközben r,-t állandó értéken tartottuk (6.5. ábra). Itt T az inverter kapcsolási frekvenciájának, vagy ami ugyanaz, az é' s feszültségvektor frekvenciájának a T s periódusidejéből T=T s /6 módon számított hatod periódusidő. Az inverter és a motormodell hatoldalú szimmetriája miatt ugyanis az i e periódusideje T a normál periodikus állapotban, amely például az r n /rj=la4 környezetében áll fenn. r o /r r t csökkentve valamivel /-o/r,~l,43 érték felett egy perióduskétszerezési scenario" kezdődik, először második, majd negyedik, nyolcadik stb. szubharmonikus állapot létesülésével, olyképpen, hogy a bifurkációs pontok egyre sűrűbben követik egymást (vö. a [3] cikk 3.2. ábráját és a 6.7. ábrát). A perióduskétszerezés tartománya átvezet a kaotikus tartományba, amely r o /r, = l,423 értéktől balra található. A 6.5. ábra eredményvonallal körülhatárolt részét mutatja kinagyítva a 6.6. ábra. Hasonlóképpen a 6.7, illetve a 6.8. ábra a megelőző ábra eredményvonallal körülvett négyszögét mutatja kinagyítva. Az ábrákból kitűnik, hogy a kaotikus tartományt meg-megszakítják periodikus ablakok, amelyekben a 6.1. táblázatba foglalt szabályossággal szubharmonikus állapotok találhatók. Az (fo/f/k (ro/r t ) u (Tofrdi* és (/o/r ( ) 3 bifurkációs pontok alapján számított 5 közelítő Feigenbaum-állandó a 6.1. táblázatban található (lásd még a [3] cikk 3.2. ábráját). 5 jobban megközelítené a Feigenbaum-állandót, ha közelebb mennénk az S*. ponthoz ([3] cikk 3.2. ábra). Az utolsó három ábrából a kaotikus tartományban meglevő még egy szabályosság kiolvasható. A kaotikus tartomány először az r o //", = l,42l2 értéknél kettéhasad (6.2. táblázat), majd ezt további sávhasadások követik, olyképpen, hogy a sávok mindig kétszereződnek, vagyis két sáv után négy, majd nyolc stb. keletkezik a perióduskétszerezési,,scenarió"-hoz hasonlóan. Ezt hívják sávhasadásnak. Az érdekes és meglepő az, hogy a sávhasadás fellépéséhez tartozó ro/r,- értékek közötti távolságokat is határértékben a Feigenbaum-állandó jellemzi (6.2. táblázat). A Poinearé-térkép útján is bemutatható a kaotikus állapot. Itt a hibaáram-vektor valós és képzetes részeinek a síkján, a Poincaré-síkon tüntetjük fel az i e vektor mintavételi pontokban felvett értékeit. Periodikus, illetve szubharmonikus állapotban egyetlen pont, illetve a szubharmonikus rendszámával megegyező számú pont jelenik meg a térképen. Kaotikus állapotban ponthalmazt kapunk (6.9. ábra). Az ábra eredményvonallal körülhatárolt négyszögét kinagyítva a 6.9b ábra mutatja. A rendszerünk determinisztikus voltát tükrözi a ponthalmaz nagyfokú strukturáltsága, rendezettsége. A térkép pontjai a különös attraktorhoz tartoznak. A 6,10a ábrában még egyszer feltüntettük a bifurkációs diagramot (lásd a 6.5. ábrát), míg a b ábrában a számított Ljapu ^97. évfolyam tudományos különszám

6 SZABÁLYOZÁSELMÉLET ábra. Bifurkációs diagram (a ábra, lásd a 6.5. ábrát). Ljapunov-exponens (b ábra} nov-exponens látható. 1- a periodikus és a periódus-kétszerezési tartományban mindenhol negatív, a bifurkációs pontokat kivéve, ahol az értéke zérus, a kaotikus tartományban mindenhol pozitív, kivéve a periodikus ablakokat, ahol értéke zérus alá csökken. Végül a ábrák hibaáram-vektor trajektóriákat mutatnak, nevezetesen periodikus (a ábra), 2. rendű {b ábra) és 4. rendű (c ábra) szubharmonikus, valamint kaotikus (d ábra) állapotot. Befejezés Mintegy 300 évvel Newton Principiájának megjelenése után, a 20. század utolján új elmélet, a káoszelmélet, és új geometria, a fraktálgeometria született. Mind a kettő rövid időn belül a kutatások homlokterébe került. Meglepetésként hatott, hogy a természettudományok szinte mindegyikében rövid időn belül számos kaotikus folyamatot mutattak ki, így a matematika, fizika, kémia, biológia, orvostudományok, csillagászat, mérnöktudományok stb. területén. Az elméleteket jellemző, a távoli területeket is közös egységbe foglaló univerzalitás természetesen létezik most is. Ilyenek például: átmenetek fajtái a káoszba, érzékenység a kezdeti feltételekre, különös attraktor stb. vagy az univerzális numerikus jellemzők: Feigenbaum-konstansok, Ljapunov-exponens, fraktáldimenzió stb. Szóltunk a káoszelmélet és a fraktálgeometria találkozási pontjáról is. A káoszelmélet bizonyos értelemben megváltoztatta természettudományos felfogásunkat is. A civilizációnk hajnalán oly csekélyek voltak az ismereteink, hogy magától értetődően a jövőkép maradéktalanul az ismeretlenség homályába veszett. Természettudományos ismereteink bővülésével, amely különösen az utóbbi évszázadokban gyorsult fel, kialakult egy nézet, amelyet talán legjobban Pierre Simon Laplace ( ) fejezett ki a Theorie Analitique des Probabilities című, 1820-ban megjelent művében: An intelligent being who knew far a given instant aüforces by which nature is animated and possessed complete information on the state ofmatter of which nature consists - provided his mind were powerfull enough to analyse these data could express in the same equation the motion of the bodies of the universe and the motion of the smallest atoms. Nothing would be uncertain for him, and he would see the future as well as the pást at one glancé. Ez a nézet többé-kevésbé változatlan formában, hosszú ideig tartotta magát. A halálos döfést a káoszeíméíettől kapta azzal, hogy még azon determinisztikus rendszerek esetében, amelyekben pontosan ismerjük a törvényeket, s matematikai egzakt formába le tudjuk írni a jelenségeket, sem tudjuk egy idő múltán előre megmondani a rendszer állapotát. Lehetséges, hogy ez bizonyos értelemben visszatérést is jelent az ősember ter-

7 6 SZABÁLYOZÁSELMELET mészettudományos" világképéhez, de a spirálisnak egy sokkal magasabb szintjén, ahonnan a kitekintésünk összehasonlíthatatlanul messzebb fekvő távlatokig tart. Köszönetnyilvánítás Köszönettel tartozom Sütő Zoltán volt, és Dranga Oktávián, Hamar János jelenlegi doktoranduszaimnak, és Zabán Károly kollégámnak, akik a cikksorozat elkészítésében különböző módon segítségemre voltak. Köszönetemet kell kifejeznem az OTKA (T029026) és a Magyar Tudományos Akadémia Támogatott Kutatóhelyek Irodájának támogatásáért. Irodalomjegyzék [I] Nagy!.: Nemlineáris teljesítményeleklronikai rendszerek dinamikája". Elektrotechnika, 93. évi". 12. szám, 2000, 459-^64. [2] Nagy f.: Változó struktúrájú, szakaszosan lineáris nemlineáris rendszerek", Elektrotechnika, 94. évf. 12. szám, 2001, [3] Nagy /.: Káoszelmélet a teljesítményelektronika szemszögéből", Elektrotechnika. 95. évf. 6. szám, 2002, [4] Nagy /.: Kaotikus állapot néhány jellemzője". Elektrotechnika, 95. évf. 11. szám. 2002, [5] Nagy I.: Változó struktúrájú rendszerek a teljesítményelektronika területén", Elektrotechnika, 96. évf. 9. szám, 2003, [6] /. Nagy, Z. SütS, L. Matakas Jr. and E. Masada: "Features of adaptíve PWM explored by the theory of chaos", in Proceedings of the 6th European Conference on Power Electronics and Applications (EPE'95), vol. 1, (Sevilla, Spain).pp , Sept: 19-21, [7] H. Tsuboi and /. Vajda, eds.: Applied Electromagnetics and Compulational Technology II, vol. 16 of Studies of Applied Electromagnetics and Mechanics, eh. Z. Sütő and I. Nagy: Study of Chaotic and Periodic Behaviours of a Hysteresis Current Controlled Induction Motor Drive, pp Amsterdam, The Netherlands: IOS Press, [8] Z. SütS, I. Nagy, and K, Zabán, "Nonlinear current control of three phase converter", in Proceedings of the IEEE International Symposium on Industrial Electronics (ISIE'98), vol. 2, (Pretoria. South Africa), pp , Juiy 7-10, [9] /. Nagy: Nonlinear Phenomena in Power Electronics. Journal Automatika 42(2001) 3^, pp [10] Z. Sütő, I. Nagy, E. Masada: "Period Add ing Route to Chaos in a Hysteresis Current Controlled AC Drive", Proceedings of AMC2000, IEEE, Nagoya, Japán, March 30-Apr , pp [II] Z. Sütő, I. Nagy: "Periodic and Chaotic Responses of a Controlled Rectifier for Telecommunícation Applications", Proceedings of Telescon 2000 Conference, IEEE. Dresden, Germany, May 7-10, pp [12] Z. SütS, I. Nagy: "Bifurcation due to Discontinuity of Return Map in Hysteresis Current Control of Induction Motor", 6th International Conference ELECTRIMACS'99, Lisboa, Portugál, Sept , 1999, Vol. 3. pp [13] Z. Sütő, I. Nagy, K. Zabán: "Nonlinear Current Control of Three Phase Converter", ISIE'98, IEEE, Pretoria, South Africa, 7-10 July, 1998, Vol. 2, pp [ 14] A. El Ároudi, M. Debbat. R. Giral and L. Martínez-Salamero: "Quasiperiodic route to chaos in DC-DC switching regulators", in Proceedings of the IEEE International Symposium on Industria! Electronics (ISIÉ 2001), vol. III, (Pusan, Korea), pp , June 12-16, [15] D. Cárion, B. Róbert and C. Goeldel: "Self-similarity and chaos in a currení mode PWM bridge", in Proceedings of the 6ih International Conference ELECTRIMACS'99, vol. I, (Lisboa, Portugál), pp , Sept , [16] C.-C. Fang: "Exact orbital stabüity analysis of static and dynamic ramp compensalions in DC-DC converters", Ín Proceedings ofthe IEEE International Symposium on Industrial Electronics (ISIÉ 2001), vol. [II, (Pusan, Korea), pp , June 12-16, [17] /. Fetyko: "Conventional and state-feedback control system based feedforward molion control of electric servo drives. comparative study", in Proceedings of the 13th International Conference on Electrical Drives and Power Electronics (EDPE'99), (The High Tatras, Slovakía), pp , Oct [18] /. Vajk: "Sensitivity of nonlinear dynamic modeling", in Proceedings of the I4th IFAC World Congress, vol. H, (Beijing, China), pp , Elsevier Science Ltd., [19] /. Vajk: "Biorfhogonal mátrix factorization algorithms for paraméter estimation", in Proceedings of the 7th International Power Electronics and Motion Control Conference (PEMC'96), vol. 2, (Budapest, Hungary), pp , Sept. 2-4, [20j O. Woywode: Dvnamicaf Bifurcations and Invariant Densifies in Power Electronics, PhD thesis, Zur Erlangung des akademischen Grades eines Doktoringenieurs (Dr.-Ing) vorgelegte Díssertation. Der Fakultat Elektrotechnik der Technische Universitat Dresden. Dresden, Germany, [21]./. Zilková, J. Timko and V. Fedák: "Estimation of induction motor variables based on ANN utilizing apriori information", in Proceedings of the 9íh European Conference on Power Electronics and Applications (EPE2001). (Graz, Austria), Aug , [22] A. Kelemen, M. Imecs: "Vector Control of AC Drives", Écriture, Budapest, [23] P. Bauer, M.P.N van Wesenbeeck: Modulation for AC to AC resonant converters with active fillering, Pedes 96, pp.33-36, New Deíhi, January 1996 [24] P. Bauer: Dynamic Analysis of Three-Phase AC Converters, Thesis Technische Universiteit Delft, 1995, ISBN A cikksorozat anyaga a szerző március 24-én megtartott Akadémiai székfoglaló előadása kapcsán hangzott el. Az 1. rész lapunk 2000/12., a 2. rész 2001/12., a 3. rész 2002/6., a 4. rész 2002/11. az 5. rész 2003/9. számában jelent meg. SZERZŐ Dr. Nagy István az MTA r. tagja. A BME-n 1976-tól egy. tanár, 1977-től tanszékvezető, 2002-től professor emeritus. A BME-n az ötvenes évektől oktatja a Szabályozáselmélet mellett elsősorban Elektrotechnika, Teljesítményelektronika, Automatizált villamos hajtások, Villamos áramkörök, Analóg számítógépek tárgyakat. Látogató professzorként graduális, illetve posztgraduális kurzusokat tartott Európában, Amerikában, Ázsiában, Új-Zélandon és Japánban. Szerzőként, társszerzőkkel, ill. szerkesztőként 13 könyv és műegyetemi jegyzet, 140 idegen nyelvű, 40 magyar nyelvű cikk, 13 találmány, 34 tanulmány, külföldi egyetemeken tartott 60 előadás, kurzus tartozik munkásságához. A MEE-től Csáki- és Zipernowsky-díjat, az MTA-tól Akadémiai díjat kapott. Tagja az MTA Elektrotechnikai, valamint Automatizálási és Számítástechnikai Bizottságának. Elnöke az EPE-PEMC Councü-nak, tagja az ÍEEE~IES-nek és az IEEE-PES Advisory Commítteenek, továbbá több magyar és külföldi bizottságnak. Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem, Automatizálási és Alkalmazott Informatikai Tanszék, tel: , fax: , nagy@elektro.get.bme.hu. MTA Számítástechnikai és Automatizálási Kutató Intézete (SZTAKI). A MEE tagja.

8 VILLAMOSENERGIA-RENDSZER Üzemmódok koordinációjának problematikája és algoritmusa önálló villamosenergia-rendszerek esetén ANATOLIJ MAHNITKO, Riga. JÓZSA LAJOS. Osijek, DR. MORVA GYÖRGY, BMF-KVF 1. Bevezetés A nagyméretű villamosenergia-rendszerek (VER-ek) üzemi feltételeinek szabályozásához azok kialakításának és üzemének számos szempontját kell figyelembe venni. A szabályozás hatékonysága nagymértékben függ a VER üzemének folyamán jelentkező releváns problémák eredményes megoldásától. A villamosenergia-ipar piacgazdasági átalakulásának folyamán a központosított szabályozás bizonyos előnyei, így a gazdaságilag független VER-ek üzemének koordinálása is, elvész. Ugyanakkor szükséges a független, párhuzamosan működő VER-ek koordinálása annak érdekében, hogy megbízhatóságuk, szolgáltatási minőségük és jövedelmezőségük tartható legyen. A koordináció nem szorítkozhat kizárólag az energia- és teljesítménypiac követelményeinek teljesítésére, hanem tekintettel kell lennie a megengedhető üzemi feltételek megvalósítását célzó olyan kérdések megoldására is, mint amilyenek az optimalizálási eredmények helyes elosztása, a hatásos és meddő teljesítménytartalék kialakítása, a védelmi és automatikai rendszerek beállítása stb. Továbbá figyelembe kell venni, hogy minden egyes gazdaságilag független, párhuzamosan működő VER rendelkezhet saját szabályozási kritériummal. Ezek a jól ismert kritériumok lehetnek pl. a veszteségek minimalizálása vagy a villamosenergia-termelés költségének minimalizálása stb. [1], A leírtak azt jelzik, hogy valamelyik párhuzamosan működő VER szabályozási kritériumának megvalósítása a szomszédos VER-ek érdekeinek figyelmen kívül hagyásával lehetetlen. A probléma, úgy tűnik, a nagy kooperációs VER N különálló alrendszerre (gazdaságilag önálló VER-re) történő dekompozíciójának elvével oldható meg. Ez lehetővé teszi az alrendszerek hatékony üzeméhez szükséges, megfelelő mutatók meghatározását [2]. Az összes jelenleg ismert, üzemi feltételek számítására alkalmas dekompozíciós módszer [3] lényegi gyengéje, hogy az alrendszerekre történő dekompozíció megvalósításához nem rendelkeznek egységes formába öntött algoritmussal, amely az alrendszerek méretének és a dekompenzálási pontok számának legkedvezőbb korrelációjának kiválasztását adná. Mindazonáltal valamely önálló VER üzemi feltételeinek vizsgálata, kellően figyelembe véve a szomszédos VER-ek üzemi feltételeinek hatását, önmagában is nagyon hasznos a párhuzamosan működő VER-ek vizsgálatához. A dekompozíció elvének alkalmazása VER-ei esetében különösképpen lehetővé teszi szabályozásuk kompromisszumos változatának megállapítását. Továbbá nagyon lényeges, hogy ezen országok VER-eit távvezetékek kötik össze, amelyek egyértelműen meghatározzák a baltikumi VER önálló alrendszerekre történő dekompozíciójának egyik lehetséges változatát. Ez a változat feltételezi az összekötő távvezetékek által történő dekompozíciót, ahol az önálló alrendszerek határai megfelelnek az országok közigazgatási határainak. 2. A probléma matemetikai meghatározása Mint ismert, a VER állandósult üzemállapotában az üzemi feltételt leíró egyenlet általános, mátrix-alakja a következőképpen írható le: W{X,Y,D) = 0, ahol X állapotvektor, amelynek elemeit a csomópontok komplex feszültségeinek moduljai és fázisszögei képezik; Y a szabályozó paraméterek vektora, amelyeket a termelő források hatásos és meddő teljesítményei, transzformátorok szabályozott áttételei és más szabályozó eszközök paraméterei képviselnek; D a külső változók vektora, amely tartalmazza a hatásos és meddő fogyasztói teljesítményeket. Minden i független csomópont hatásos és meddő teljesítmény-egyensúlyát az (1) értelmében a következőképpen lehet megadni: (i! ij) = 0, (2) W','= Q gi -Q n ~B ti tf~u Uj(B i jcos<p ij +G ij sw í p ij ) = 0, (3) ahol Pgi, Pa az / csomópontban a generátor és a fogyasztó hatásos teljesítménye; Qgh Qu az ' csomópontban a generátor és a fogyasztó meddő teljesítménye; G(f, Bjj az i és j csomópontok közötti ág konduktanciája és szuszceptanciája; ipij az i és j csomópontok feszültségvektorai közötti szög. A nagy egyesített (kooperációs) VER összekötő távvezetékek által N alrendszerre történő dekompozíciója az alábbi egyenletrendszerrel fejezhető ki: W 1 (X lí Y 1I D G1 ) = 0, (4) W 2 (X 2,Y 2,D G2 ) = 0, W N (X N,Y N,D N,Y GN ) = 0, ahol a G index a perem változóra utal. A vizsgált esetben a peremváltozókat azon a csomópontok feszültségei képviselik, amelyekhez az összekötő távvezetékek végpontjai csatlakoznak. Az egyes gazdaságilag független alrendszerek az összekötő vezetékekkel kapcsolódó (incidens) peremcsomópontokra nem tartalmaznak (2) szerinti egyenletet. Az incidens csomópontok egyenletei, amelyek az alrendszerek közötti kapcsolatot határozzák meg, külön egyenletrendszert alkotnak: W G (X h X 2 (5) Ezzel az alrendszerekre bontó dekompozíciós modellel lehetőség nyílik továbbá egy nagyon egyszerű algoritmus alkalmazására az egyesített (kooperációs) VER X állapotvektor-elemeinek meghatározásánál. Mi több, a modell alkalmas a különálló

9 VILLAMOSENERGIA-RENDSZER VER-ek állapot vektorainak független definiálására a peremváltozók adott értékei esetén. A különálló VER-ek állapotvektor-elemeinek meghatározására szolgáló algoritmus a Newton-módszer alkalmazását feltételezi, egyrészt ezen VER-ek belső csomópontjai esetében a (2) és (3) alakú, teljesítmény-egyenlőtlenséget kifejező reális egyenletrendszer megoldására, másrészt azonos egyenletek megoldására a peremcsomópontok esetében. Amennyiben a független VER-ek között kompromisszum érhető el a peremváltozók értékét illetően (peremcsomópontok feszültségei vagy teljesítményátvitel az összekötő távvezetékeken keresztül), akkor mindegyik VER-re alkalmazható a Newton-módszer klasszikus változata. Xf vektort az i alrendszer kezdetiérték-vektorának elfogadva, a következő linearizált egyenletrendszert keil megoldani, AXÍ korrekcióra vonatkozóan: 5 Ezt követően azxí 0 'állapotvektort (Í- O) +AX,) vektorral helyettesítjük, majd a (6) egyenletrendszert az új linearizálási pontra ismét megoldjuk, és így tovább. A független VER-ek működésének ezen változatánál a hatásos és meddő teljesítményegyensúly (2), illetve (3) szerinti betartása az iteratív számítás 2-5. ciklusa után nagyfokú pontossággal konvergál. Ha az egyesített VER-ben nem születik kompromisszum a peremváltozók értékeinek meghatározásáról, akkor a Newtonmódszer értelmében a linearizálás az X[ o> állapotvektor becsült kezdeti értékére vonatkoztatva felváltva történik: az alrendszerek (4) szerinti nemlineáris egyenletei számára, illetve a peremcsomópontok (5) szerinti egyenletei számára. Az első lépés után minden / VER belső csomópontjaihoz és peremcsomópontjaihoz tartozó állapot vektorának finomítása a következő kifejezések szerint történik: (6) Xf+AX,., 1=1,2,...,N, (7) potvektorok elemeinek számítási eredményeit is (bekeretezett értékek a csomópontok mellett). A bemutatott dekompozíciós módszer igazolására az egyesített VER állapotvektor-számítás a a loadflow programmal történt Összehasonlítva a már ismert algoritmusokkal [4-6], megállapítható az új algoritmus általánossága a számítási program formalizálásának tekintetében. Ez abból a nyilvánvaló tényből következik, hogy az egyesített rendszer alrendszerekre történő dekompozíciójának az alrendszerek állapotvektorának számítási algoritmusa - az alrendszerek számának megfelelően - egyszerű iterációs közelítési módszerré változik. Ez, mint ismeretes, biztosítja a megoldás konvergenciáját. Mint ahogy az ismeretes [4], a dekompozíció problémája véletlenül jelent meg amikor meg kellett oldani a nagy kooperációs VER-ek teljes teljesítmény veszteségének számítását a különálló, távvezetékekkel összekötött alrendszerek meghatározott teljesitmenyvesztesegi modelljeinek megfelelően. Az egyesített VER bármely / alrendszerének minden üzemállapota, az L, szabályozási kritérium (hálózati teljesítmény veszteség, energiatermelési költségek stb.) meghatározott értékének felel meg. Az L kritérium optimalizálására minden alrendszer használhatja a saját erőforrásait és igénybe veheti a szomszédos VER-ek forrásait is. Eszerint a /-edik VER szolgáltatása az /-edik VER számára az Yj szabályozó paramétervektor elemeinek az /-edik VER által megkívánt módon történő megváltoztatásával adható meg. Az /-edik VER L, szabályozási kritériumának javítása (minimalizálása) céljából csak abban az esetben érdemes a/-edik VER erőforrásait használni, ha teljesül az alábbi egyenlőtlenség: A peremváltozók változását képviselő, (9) egyenletben szereplő AX G vektor a következő egyenlet szerint számítható: (10) Az így meghatározott állapotvektorokat az egyesített VER kezdeti állapotvektorainak nevezik és ezek pontosítási folyamatát a megoldás adott pontosságú megközelítéséig kell folytatni. Két független VER-ből álló egyesített VER üzemi feltételeinek számítására példaként tekintsük az J. ábra szerinti hálózatot, ahol a két alrendszert a 3-7 és 4-5 távvezeték köti össze. Az 1, 2, 3 és 4 csomópontok a VER I-hez, az 5, 6, 7 és 8 csomópontok a VER II-höz tartoznak. A referens csomópont a 8-as számú, amelynek a névleges feszültségértéke U 8 =220 kv és fázisszöge ^8=0. Az összekötő távvezetékek adatai és a csomópontok terhelési teljesítményei szintén az 1. ábrán láthatók. Az 1. ábra úgyszintén tartalmazza az Xi = (U,,U 2,UM-<Pi,<f>2,<h><p4) és Xji-iUM&M.íps^ípi) álla- (8) ahol AI^ és A3J az /-edik és j-edik VER megfelelő szabályozási paramétervektorának változását jelenti. A (10) egyenletben szereplő X G peremváltozó-mátrix Y t és Yj szabályozási paraméterek szerinti parciális derivációja az (5) egyenlet alapján számítható. A nem explicit függvények differenciálási szabályait alkalmazva az (5) egyenletre a következő kifejezést kapjuk: dy Ebből: dx G dy dx G _ dw G "' dw G _ n dy dy (11) (12) Az egyes alrendszerek L, szabályozási kritériumának javításara javasolt a - gradiensek használata. Ezek számítása általános esetben az alábbi egyenlet szerint történik: dy dy (13) 1. ábra. Két független VER-böl áíló rendszer 3. Példa a villamosenergia-rendszerek koordinálására Minden i VER a számára alkalmas optimizálási feladatot kell hogy megoldja. Az adott VER szabályozási kritériuma határozza meg ennek a feladatnak a megoldást. A módszer bemutatására szolgáljon példaként a 2. ábra szerinti, három párhuzamosan működő alrendszer alkotta egyesített VER [2]. A VER-1 és VER-2 teljesítmény felesleggel rendelkezik, a VER-3-ban telje-

10 VILLAMOSENERGIA-RENDSZER sítményhiány mutatkozik, 5 /fr/,. V /í^=(300+jl70)mva terhelő teljesítmény mellett. A VER-ek közötti hatásos teljesítmény folyam a 2. ábrán látható. minimumának meghatározása a korlátozások figyelembe vételével az alábbi optimális értékeket adta: VER-1-ből és VER-2-ből folyó meddő teljesítmények: Ő3i = 84 Mvar és 032=56 Mvar; VER-1 és VER-2 feszültségértékei: C/,. VER1 =246,5 kv és CW-2 =240,3 kv; Ő3i és Q 3 2 meddő teljesítmény átvitele esetén a teljes hatásosteljesítmény-veszteség 2,4 MW. 4. Összegzés 2. ábra. Három párhuzamosan működő alrendszer alkotta egyesített VER A VER-3 meddőteljesítmény-termeié se a 0<ö erm.ver-3 (14) üzemi korlátoknak megfelelően alakul. Ugyanakkor a VER-3 gyűjtősínén 220 kv-ot kell tartani. Figyelembe véve a (14) szerinti üzemi korlátokat, a VER-3 a Qterh.viiR-3-Qt,!rm.vtiR-.i=l40 MVAr meddőteljesítmény-hiányt a VER-1-ből és a VER-2-ből kell hogy pótolja. Ebben az esetben a VER-3 viseli a meddőteljesítmény-szállítás miatt bekövetkező hatásosteljesítmény-veszteség okozta költségeket. Meg kell határozni a Q^ és Q n meddőteljesítmény-foíyamok optimális értékét minimális átviteli összveszteség mellett. A VER-1 és VER-2 maximális meddőteljesítmény-termelését az Összekötő távvezetékek elején megengedhető 242 kv-os maximális feszültség korlátozza. Tekintettel erre a feszültségkorlátra, a Ö3i,nwx és Qsi.m&x meddő teljesítmények maximális értéke az alábbi általános képletből számítható: 1. A gazdaságilag független VER-ek nagy, egyesített VER keretében történő párhuzamos működése üzemi feltételeik koordinálását teszi szükségessé annak érdekében, hogy megvalósíthassák saját szabályozási kritériumaikat. 2. A dekompozíciós módszer alkalmazása a megfelelő peremváltozók értékeinek változtatásával lehetővé teszi a különálló VER-ek közötti szükséges koordinációt. 3. A bemutatott dekompozíciós algoritmus alapján végzett számítások eredményei megegyeznek az egyesített VER szokásos egyszintű modelljével számított eredményekkel. Irodalom [1] Gamm A. Z.: Compromise control of economically independent energy systems, Energetica, Nr.l., [2] Gamm A. Z.: Simulation of the markét of technical services in the energy systems, Energetica, Nr.l., [3] Zhukov L. A., Stratan I. P.: Steady-state operation conditions of complex electrical network and systems, M., Energia, [4] Happ H. H.: Diakoptics - the solufion of System Problcms by Tearing, Proc.ínst Elec. Eng., vol. 62 pp Scpt.,1974. [5] Kuzmin J. F., Mahnitko A. E.: Calculations of power network at designed powers in nodes by the method of decompositíon intő subsystems, Eíektritchestvo, Nr.5, 1972, pp [6] Fazylov H. F., Briskin N. L., Nasyrov T. H.: Algorithms of calcutations of steady-state operation conditions of the big energy systems, Elektritchestvo, Nr.9, 1972, pp SZERZŐK U 2 (15) ahol Ui - a távvezeték tápoldali feszültsége, Uj = 242 kv; R, X - a távvezeték rezisztenciája és induktív reaktanciája; P21 Qi - hatásos és meddő teljesítmény a távvezeték fogyasztói oldalán; U 2 - feszültség a távvezeték fogyasztói oldalán, t/ 2 = 220 kv. HA a VER-1 és VER-2 hatásos teljesítményt nem szállít (P 2 =0), akkor a (15) kifejezés szerint a maximális meddő teljesítmények 0Hmax=12 Mvar és >.í2,max=% Mvar. Ekkor a VER-3 optimalizálásának célfüggvénye: 220 J (Q Az üzemi korlátozások a következők: QM + Ő.Í2 = (QierhVHK-J- QrermVER-j) ~ 140 Ö3i<121 Mvar; 032^96 Mvar. Az optimalizálási feladat megoldása, tehát az F függvény (16) Prof. Dr. Anatolij Mahnitko, Riga Technical University Institute of Power Engineering, Kronvalda bulv., J, Riga, LV-J010, Latvia Prof. Dr. Józsa Lajos, Josip Juraj Strossmayer University of Osijek Faculty of Electrical Engineering, Osijek, Kneza Trpimira 2b, Croatia Prof. Dr. Morva György 1950-ben született Csömörön ben végzett a Leningrádi Műszaki Egyetem Villamosmérnöki Karán, ban a MVMT Fejlesztési Főosztályán szakterülete a rendszerszintű meddőforrás telepítés és a hálózati zavarok problémája volt tól a Kandó Főiskolán a Villamosművek Tanszék tanársegédje volt a védelemtechnika és az energiagazdálkodás területén. Folyamatosan részt vett szerződéses és pályázati alapon működő kutatásfejlesztésekben mint szakmai vezető. Jelenleg főiskolai tanárként a Villamos védelmek" és az Energetikai Irányítástechnika" tantárgyak előadója. Kari feladata az ipari és a nemzetközi kapcsolatok fejlesztése. Több külföldi egyetemmel szoros kapcsolatot ápol, számos jegyzetet és szakcikket írt. Elérhetősége: morva.gyorgy@kvk.bmf.hu Szakmai lektor: Dr. Kiss L. László, a MEE tagja

11 10 VILLAMOS HAJTÁS Négyszögmezős szinkronmotoros szervohajtás kommutációs folyamata BAKOS DEZSŐ PhD-hallgató. DR. SCHMIDT ISTVÁN egyetemi tanár. DR. VESZPRÉMI KÁROLY egyetemi docens, DR. VINCZE GYULÁNÉ egyetemi adjunktus, a BME Villamos Energetikai Tanszék munkatársai 1. Bevezetés A négyszögmezős szinkron szervomotor állórésze szimmetrikus háromfázisú, forgórésze állandómágneses gerjesztésű, négyszög alakú pólusmezővel. A szervohajtás működése akkor optimális, ha a motor nyomatéka iüktetésmentes. Ez illesztett táplálással biztosítható, amikor az állórészfázisok áramának fázishelyzetét és alakját a forgórész szögéhez szinkronozzák. A szükséges áram vektor-szabályozást nagy kapcsolási frekvenciával működő háromfázisú impulzusszélesség-modulációs (ISZM) feszültséginverteres táplálással lehet megvalósítani. Az ISZM beavatkozás miatt ezt vektoros ISZM áramszabályozásnak nevezik. A feszültséginverter U e tápfeszültsége állandó nagyságú. Ebben a cikkben /3=180 -os négyszögmezős gépre mutatunk be egy lehetséges vektoros ISZM áramszabályozást (f3 a forgórész indukciómezejének szélességét jelöli, szögben mérve). A vizsgálatot szimulációs program segítségével, relatív egységekben végeztük. mentes nyomatékot a 2. ábra szerinti kétfázisú vezetésű fázisáramokkal és áramvektorral lehet létrehozni. A valóságos gép pólusfeszültségei kevésbé szögletesek", mivel ideális négyszög alakú mágneses mezőeloszlást megvalósítani nem lehet. Ebből következik, hogy a 2. ábrán bemutatott illesztett áramokkal a valóságos gépben kissé lüktet a nyomaték. A 2. ábráról leolvasható, hogy a 60 -os szektoronként változó, illesztett kétfázisú vezetés éppen melyik két fázis vezetésével valósítható meg. Az szektorszámmal jelölt illesztett áramvektor 60 onként 60 -ot ugrik. Ilyen táplálás biztosításával lüktetésmentes m nyomaték és w-const. esetben lüktetésmentes mw mechanikai teljesítmény hozható létre. A 2. ábrában az a szögről szinkronozott, / m amplitúdójú fázisáramok között pillanatszerű kommutáciot tételeztünk fe!. Az -i=ie ja < áramvektor amplitúdóját a nyomaték (m) nagysága, szögét az előjele határozza meg: i=(2/\/3)/m, ai=sign(m)ir/2+(n-l)ir/3. (2) Itt n a forgórész a szögelfordulásához rendelt szektorszám az 1. ábra szerint. Ilyen ideális tápláláskor a nyomaték a fázisáramok amplitúdójával és a K m géptényezővel arányos: m~sign(m)kj m. (3) 2. Illesztett táplálás Négyszögmezős gépben indukálódó pólusfeszültség-vektor az a rotorszögtől függő k(a) géptényező-vektorral és a w szögsebességgel irható fel: üja)=k(a)w. (1) /3=180 -os gép fázistekercseiben w = const.>0 esetén indukálódó zérussorrend nélküli fázis pólusfeszültségek és a pólusfeszültség-vektor az 1. ábrán látható [2]. Ilyen gépnél lüktetés- 1. ábra Lüktetésmentes nyomatékú üzem megvalósítható egy- és háromfázisú vezetéssel is, de ezeket most nem vizsgáljuk. 3. Áramszabályozás A szimulációban - a gyakorlatnak megfelelően - kéthurkos szabályozókört alkalmaztunk. Alárendelt struktúránál a legbelső szabályozókör áramszabályozás, ami gyakorlatilag nyomatékszabályozással egyenértékű. Az áramszabályozás segítségével biztosítható, hogy mindig a rotor szöghelyzetének és a szükséges nyomatéknak megfelelő áramok folyjanak. A külső hurok fordulatszám-szabályozás. Harmadik, íegkülső hurokként pozíciószabályozás jöhet szóba. A fent leírtak megvalósítására több lehetőség is kínálkozik, ezek közül a program a 3. ábrán bemutatott, egy ISZM áramszabályozós változaton alapul.

12 VILLAMOS HAJTÁS 11 Ekkor az i m =sign(m)i m előjeles áramellenőrző jel skalár, amelynek nagysága célszerűen az éppen nem kommutáló fázis áramával egyezik meg. A programban szintén a nem kommutáló fázis árama a szabályozott jellemző, ami pl. a 4. és 5. szektor közötti kommutáció alatt i h. A szigetelt csillagpont miatt elegendő két fázis áramát mérni, ezekből a harmadik számítható. Például az i c fázisáram előállítható az i c -~i H ~-i b összefüggéssel. Ezzel összhangban a fordulatszám-szabályozó is csak egyetlen, előjeles i ma.=sign(m a )I mil áram alapjelet szolgáltat. Az áramhiba alapján az ISZM áram szabályozó hozza létre a háromfázisú inverter pozitív és negatív hídágában található tranzisztorok vezérlő jeleit az ismert alternatív modulációs eljárás alapján. Illesztett kétfázisú táplálás esetén a rotor szöghelyzete által meghatározott szektorszámra van szükség a vezérelendő fázisok meghatározásához. Ennek felhasználásával az invertervezérlő a megfelelő tranzisztorokat nyitja, illetve zárja. Például a 4. szektorban a kétfázisú vezetés alatt az illesztett áram Park-vektorának a 2. ábra alapján nincs x irányú összetevője, í x =i a =0, így ekkor a 4. ábrának megfelelően a T3, T4, T5, T6 tranzisztorok kapnak alternatív vezérlést, TI és T2 le van zárva. A program az inverter tranzisztorait és diódáit ideálisnak tételezi fel. Ezzel a módszerrel a fázisáram zérus értéke vezérelt, azaz például az /. és 4. szektorokban az a fázis áramának 0-ra csökkenése után i n a következő kommutációig pontosan zérus (2. ábra). Állapotegyenletek A számítás során a szinkrongépre alkalmazott, egyszerű helyettesítő képet az 5. ábra mutatja. Ez alapján a következő vektoros feszültségegyenlet írható fel: A vektoros differenciálegyenlet komponensei 2F vezetésre: díy ~dt í x =0, r. r ÓL t 1 - +M py, -=0. (5a, b, c) dt A 3F vezetésű kommutációs folyamat során az (5a, b, c) egyenleteket kiegészíti az x irányú komponens: dt (5d) A w szögsebességet és az a szögelfordulást a mozgásegyenletek határozzák meg: dw dt dt A nyomaték az alábbi skaláris szorzattal számítható: m=k(a)*i, ahol az (1) egyenletbeli géptényező-vektor. Kommutációs folyamat (6a, b) (6c) Az 2. ábrában pilíanatszerű kommutációt tételeztünk fel, de a véges tápfeszültség miatt a valóságban ez nem igaz. A vizsgált 4.-*-5. kommutáció 75 ki- és 77 bekapcsolásával kezdődik. E kommutáció alatt az a fázis fokozatosan veszi át a vezetést a c fázistól, a c fázis eddig pozitív árama nullára csökken, az a fázis árama pedig nulláról pozitívra nő. A c fázis a D6 diódán keresztül az inverter negatív sínjéhez kapcsolódik, amíg az árama meg nem szűnik. A kommutáció során az a és b fázisok tranzisztorainak állapotát az alternatív vezérlés szabja meg. Ennek megfelelően a kommutáció során a 6. ábrán látható háromféle vezetési konfiguráció jöhet létre, így háromféle feszühségvektor kapcsolódhat a motorra. u=ri+l d ~-+ü p dt (4) ahol ü a motorra kapcsolt feszültség, w p a pólusfeszültség, i pedig a fázisáramok Park-vektora. Minden szektor háromfázisú (3F) vezetésű kommutációval kezdődik, és csak ezt követi az illesztett kétfázisú (2F) vezetés. A szimulációs programot nehezen átláthatóvá és feleslegesen hosszúvá tenné, ha mind a hat szektorra külön differenciálegyenletet írnánk fel. Egyszerűsítésre ad lehetőséget, hogy vektorosan a folyamat, a hatoldalú szimmetria miatt, szögeltolással minden szektorban hasonló módon játszódik le egymás után. A program a 7. ábrán bejelölt szakaszt, a 4. szektorbeli 2F vezetést és w>0 esetben az ezt követő 5. szektort megkezdő 3F vezetést szimulálja. Ennek megfelelően a 4. szektor 2F vezetéséből indulva az 5. szektorbeli kommutáció (3F vezetés) lezajlása után a vektorok szögét és a rotorszöget 60 -kal csökkentjük, majd ismét a 4. szektorbeli egyenletekkel számolunk (ún. kvázi szinkronforgó koordinátarendszert használunk). Azért célszerű a 4. szektort választani, mert ekkor 2F vezetésre az áramvektor x komponense zérus. A 6a, b, c ábráknak megfelelő feszültségvektorokat a (7a, b, c) kifejezések adják meg: «=0, (7a, b, c) Ezek a feszültségvektorok a kommutáció során háromféle di/dt-t tudnak létrehozni, amely az (5b, d)-ből látható módon az (1) pólusfeszültségtől, tehát a fordulatszámtól is függ. Ideális kommutáció esetén az áram 0 idő alatt a 7. ábra 4 jelű pontjából az 5 jelűbe ugrik. A fent leírtak miatt azonban a kommutáció véges idejű. Bebizonyítható, hogy azokon a fordulatszámokon, ahol ü pm =K m W<UJ4 (8) a kommutáció áram szabályozottan, közelítőleg az SZ egyenes mentén zajlik le, eközben a nem kommutáíó fázis árama állan-

13 12 VILLAMOS HAJTÁS dó marad (K m gépáilandó). Természetesen az ISZM (impulzusszélesség modulált) jel kitöltési tényezője közben változik. Ennél magasabb fordulatszámokon azonban mindhárom di/dt tényező olyan, hogy az áramvektorokból képzett hatszög belseje felé viszi az áram Park-vektorát, vagyis az áramszabályozó nem képes a nem kommutáló fázis áramát konstans értéken tartani. Ez látható a 7. ábrán. A szimuláció egyik célja az, hogy megvizsgáljuk az t/ e inverter tápfeszültség és az R motor ellenállás-változásának hatását a kommutácíó folyamatára. 4. Számítási módszer Amodeílezett j8=i80 -os szinkrongépet a szimulált szakaszban az (5a, b, c, d és a 6a, b) differenciálegyenletek írják le. A számított folyamat egy áramszabályozott indítás. A 60 -os ismételt visszaforgatás következtében a program a motor 2F vezetésű áramait mindig a 4. szektornak megfelelően számolja. Ugyancsak emiatt a 3F vezetésű kommutációt w>0-nál mindig az 5. szektor kezdeteként számolja úgy, hogy ezalatt állandó b fázisáramra szabályoz (w<0-nál a 3. szektor kezdetét számolja és állandó c fázisáramra szabályoz). A kommutáció lezajlása után w>0 esetben növeli, H < 0 esetben csökkenti a szektorszámot. Mind az áram, mind a fordulatszám szabályozó Pl típusú, azonban a programban a két algoritmus eltérő. A fordulatszám-szabályozó a szögsebességhiba integrálját is számítja, ezzel szemben az áramszabályozó növekmenyes alakban van felírva. A differenciálegyenleteket fix lépésközű negyedrendű Runge-Kutta-módszerrel oldottuk meg. A megfelelő számítási pontossághoz iterációval meg kell határozni egyrészről a szektorhatár elérésének pontos időpontját (például a 4. szektorban ez a forgásiránytól függő a=7r±7r/6±k2tr szögekhez tartozik, k=0,l,2,...), másrészről azt a pillanatot, amikor a kommutáló fázis árama (a szimulált szakaszban w>0-nál í c ) eléri a nullát. Ezek meghatározása intervallumfelezéses iterációval történik. Harmadik iterációként, a háromszögjel és a vezérlő jelek pontos metszéspontjának meghatározására egylépéses lineáris közelítést alkalmaztunk, mivel a szimuláció lépésköze kicsi. 5. Szimulációs eredmények A program menüvezérelt, a nyomaték, a szögsebesség, a fázisáramok időfüggvényeinek, és az áram Park-vektorának vizsgálatára ad lehetőséget. A számításokat az alábbi (relatív egységekben adott) paraméterekkel végeztük: R-0J05; L d =0,2; /ST m =l; 7] =31,4; / e «3; m,*l; / amax =4; fis 1,8; 7>0,001; /> w =40; T w =2; W n =314/s;/ k =3,14 khz. Itt A a kapcsolási frekvenciát jelöli. A szimuláció lépésköze: H«0,0003. A radiánban mért relatív időket lv n -nel osztva kapjuk az abszolút időket. A W d =l fordulatszám-alapjelre való szabályozott indítás során létrejövő fázisáramokat szemlélteti a 8. ábra. Névleges w=l fordulatszámon a fenti paraméterekkel (8) alapján U e =4 lenne a minimális feszültség, amikor az áramszabályozó betörés nélkül tudná tartani a nem kommutáló fázis áramát. Azonban a (8) képlet R=0 esetre vonatkozik. Az ohmos feszültségesés miatt a kommutáció U e magasabb értékénél válik áram szabályozottá. A szimulációs eredmények alapján w=l mellett ez a határ í/ e =4,2 körül van, és R növelésével ez az érték növekszik. A 8. ábráról jól látható a kommutációs idő áramtól és fordulatszámtól való függése. Az áram időfüggvényeknek megfelelő áramvektort a 9. ábra mutatja. Megállapítható a 8. és 9.ábrából, hogy az első és a második kommutációs folyamat áramszabályozott (SZ jelű a 7. ábrában) jellegű és az ezt követő kommutációk áramszabályozatlan (N jelű a 7. ábrában) jellegűek. A továbbiakban megvizsgáljuk, hogyan hat a kommutáció folyamatára, illetve a kommutáció alatt létrejövő nyomatéklüktetésre az előgyűjtás, illetve az utógyújtás alkalmazása. A kommutációk alatti nyomatéklüktetés jobb megfigyelhetősége érdekében 7j n =314-re növeltük a névleges indítási időt és W a -10-re a szögsebesség alapjelet. Előgyújtásnál a kommutáció már a 60 -os szektorhatár elérése előtt elkezdődik, és a kisebb x irányúmp X pólusfeszültség összetevő hatására csökken az áramlüktetés (5d egyenlet) és a nyomaték-lüktetés mértéke. Ezzel szemben utógyújtás alkalmazásakor a nagyobb íip X pólusfeszültség miatt növekszik az áram- és a nyomatéklüktetés. A 10. ábra =0 előgyújtásmentes, a 11. ábra e>0 előgyújtásos üzemre mutatja az indítás alatti áramvektort d-q koordináta-rendszerben. A nyomatéklüktetés csökkentése céljából az előgyújtási szöget az e=(előző kommutáció alatti szögelfordulás )/2 algoritmussal határoztuk meg. Az ábrákban a felső (2/\/3)/, nax sugarú körívek az áramkorlátnak felelnek meg. Annak ellenére, hogy a fordulatszám-szabályozó végig telítésben van, adott fordulatszám felett az áramkorlát alá csökken az áram a növekvő pólusfeszültség miatt. A nyomatékot a (6c) skaláris szorzat határozza meg. Pillanatszerű kommutáció esetén a nyomaték lüktetésmentes. A kommutáció véges ideje miatt azonban már a (8) képletből meghatározott fordulatszám alatt is fellép bizonyos mértékű nyomatéklüktetés. Ezt szemlélteti a 12. ábra. A H'=0,75-ÖS fordulatszám fölött a nyomatéklüktetés - az áramlüktetés növekedése miatt - jelentősen növekszik. A fenti előgyújtás alkalmazásával kis fordu-

14 VILLAMOS HAJTÁS 13 latszámokon a fázisáramok lüktetése csökken, ezáltal a nyomatéklüktetés is kisebb mértékű lesz. Ez megfigyelhető a 13. ábrán. Köszönetnyilvánítás A szerzők köszönetüket fejezik ki a T ést számú OTKA-munkákban kapott támogatásén. Irodalom Az előgyújtásos állapot a szinuszmezős szinkrongép mezőgyengítéses üzemének a megfelelője. Előgyújtást alkalmazva a fordulatszám-tartomány is növelhető. Utógyújtás alkalmazásakor a nyomatéklüktetés jelentősen növekszik, és az áramlüktetés is nő a fázisokban. A fordulatszám-tartomány ilyenkor is növekszik. A szimuláció alapján az is elmondható, hogy azonos U e tápfeszültség mellett előgyújtás esetén magasabb fordulatszám érhető el, mint ugyanakkora utógyújtással. [1] Retter, Gy.: Háromfázisú hídkapcsolású inverterrel táplált kommutátor nélküli egyenáramú gép nyomatékképzésének fizikája. Elektrotechnika, Í991,pp. 447^55. [2] Schmidi. l.-vincze, Gy-né.-Veszprémi, K.: Villamos szervo- és robothajtások Műegyetemi Kiadó, Budapest [3] Cros, J.-Vinassa, J. M.-Cleni, S.-A.slier, S.-Lajoie-Mazenc, M.: A nőve! current conírol strategy in trapczoidai EMF actualors lo minimize to que ripples due to phases commutations. The European Power Electronics Associaíion [4J Anlonio, F.-Alfredo, V.: D.C. Brushless servomotor: Optimizing the commutationpcrformances.ieeech2272-3, Í986,pp SZERZŐK Bakos Dezső Szegeden született 1977-ben. Villamosmérnöki oklevelét 2000-ben szerezte a BME-n. A BME Villamos Energetika Tanszék Villamos Gépek és Hajtások Csoportjában PhD-hallgalóként dolgozik. Fő kutatási területei az állandó mágneses négyszögmezős és szinuszmezős szinkron szervohajtások, valamint azok áramvektor szabályozásai. bakos.dezso@vet.bme.hu 12. ábra r g. Dr. Schmidi István Budapesten született 194í-ben. Villamosmérnöki oklevelet ben a BME-n, kandidátusi (PhD) fokozatot 1978-ban, MTA doktora fokozatot 2000-ben szerezte az MTA-nál. A BME Villamos Energetika Tanszék Villamos Gépek és Hajtások Csoportjában dolgozik egyetemi tanárként. Kutatási területe a háromfázisú frekvenciaváltós villamos hajtások szabályozása, különös tekintettel az áramvektor szabályozásokra. A MEE tagja. schmidt.istvan@vet.bme.hu Dr. Veszprémi Károly Győrött született 1960-ban. Villamosmérnöki oklevelét ben a BME-n, kandidátusi (PhD) fokozatát 1994-ben az MTA-nál szerezte. A BME Villamos Energetika Tanszék Villamos Gépek és Hajtások Csoportjában dolgozik egyetemi docensként. Kutatási területe a szabályozott JZk villamos hajtások, különösen a mikroszámítógépes hajtásirányítás és a korszerű irányítási elvek. A MEE tagja. veszprémi.karoíy@vet.bme.hu Összefoglalás A szimuláció során megállapítottuk, hogy a kommutációs folyamat erősen függ a fázisáramok, és a fordulatszám nagyságától. Az előgyújtási szög növelésével az állandómágneses négyszögmezős szinkrongépek nyomatéklüktetése kismértékben csökkenthető, fordulatszáma kismértékben növelhető. Az eredmények nem indokolják e fordulatszám-tartomány alkalmazását szervohajtásokban. Dr. Vincze Gyuláné Budapesten született 1945-ben. Villamosmérnöki oklevelet ban, műszaki doktori fokozatot 1978-ban szerezte a BME-n ig a Ganz Villamossági Művekben dolgozott tervezőként, azóta a BME-n dolgozik. Jelenleg a Villamos Energetika Tanszék Villamos Gépek és Hajtások Csoportjának adjunktusa. Kutatási területe az elektronikus kommutátorú motorral épített villamos hajtások szabályozása és alkalmazása. vincze.katalin@vet.bme.hu Szakmai lektor: Dr. Nagy Lóránt a MEE Lektori Bizottságának tagja, főiskolai docens, BMF-KVK Automatika Intézet.

15 14 TEUESÍTMENYELEKTRONIKA Biztosító nélkül felépített nagy teljesítményű terheléskommutációjű inverter közvetlen fénygyűjtásű tirisztorokkal erőművi alkalmazásra PAÁL ERNŐ, okl. vili. üzemmérnök, a Ganz Transelektro Közlekedési Rt. Teljesítményelektronika Osztályának vezetője SZILÁGYI PÁL, okl. villamosmérnök, mikroprocesszoros hajtástechnikai szaküzemmérnök 1. Bevezetés A hagyományos nagy teljesítményű statikus frekvencia konverter (SFC Static Frequency Converter) két (vagy több) nagy teljesítményű tirisztor hidat tartalmaz. Az ía ábra mutatja az általános elrendezését egy ilyen SFC-nek. A főáramkör egy betápláló transzformátort tartalmaz, amely rendszerint egy szabványos középfeszültségű hálózatról táplálkozik és a tirisztor híd számára a feszültséget megfelelő szintre transzformálja. A betápláló transzformátor egy hálózati kommutációjú teljesen vezérelt tirisztor hidat (LSC) táplál. Az egyenáramú kimenete az LSC-nek egy simítőfojtó tekercsen keresztül csatlakozik egy rnotor(generátor) oldali teljesen vezérelt tirisztor hídhoz (MSC). Az MSC terhelés kommutációjú, váltakozó áramú kimenetével csatlakozik egy fel transzformáló fokozathoz. A feltranszformáló fokozat megszakítón és szakaszolón keresztül csatlakozik az indító sínszakaszhoz. A sínszakaszra egy (vagy több) felgyorsítandó generátor-turbina egység csatlakozik. Az elrendezés jellemző a tá~ rozós vízturbina-generátor indító egységekre. 1a ábra Tározós vízturbina-generátor indító egysége Gázturbinás egységek esetén (lb ábra) általában nincs feltranszformáló egység, hanem az MSC közvetlenül az indító sínszakaszra csatlakozik. 1b ábra Gázturbina-generátor indító egysége --- j-vv "» Az LSC és MSC tirisztorainak védelme a hagyományos esetben félvezetők védelmére kifejlesztett gyors biztosítókkal történik, ahol a biztosító olvadási és ívelési Jl 2 t együttes értéke nem érheti el a védendő tirisztor által elviselhető ÍI 2 t értéket egy esetleges zárlat tisztázása során. Alkalmazásra kerültek a múltban ún. pyrobreaker" típusú robbanó töltettel ellátott biztosítók is. A biztosítók kiolvadása egy hibás működés esetén jelentős üzemkiesést okoz, azokat cserélni kell és az elvesztett idő és tartalék alkatrész költsége érzékenyen érinti az SFC üzemeltetőjét. A félvezetőipar legújabb fejlesztései lehetővé teszik extra nagy teljesítményű tirisztorok alkalmazását és új típusú, biztosító nélküli SFC kialakítását. 2. Biztosító nélküli főáramkör kialakítás A biztosító nélküli SFC megoldás főáramköre majdnem azonos a konvencionális megoldáséval, csak a biztosító vagy pyrobreaker hiányzik az áramkörökből és speciális nagy teljesítményű tárcsatirisztorokat tartalmaz, járulékosan a tárcsába nyitóirányban beleintegrált BOD (breakover diode) típusú diódákkal. A BOD diódák biztosítják, hogy egy megengedhetetlenül magas pozitív záró feszültség ne tegye tönkre a tirisztorokat. Az SFC megbízhatóságának növelése érdekében nem csak BOD diódákkal egyesített nagy teljesítményű tirisztorokat kell alkalmazni, hanem további intézkedések is szükségesek. A betápláló és feltranszformáló induktív elemek drop értékét, valamint a simítófojtó tekercs telítési induktivitását (légréseit vasmagos fojtótekercs alkalmazása esetén) is körültekintően kell megválasztani. A betápláló és kitápíáló megszakítók szintén jelentős szerepet játszanak a zárlati áram megszüntetésében. Az említett főáramköri elemeket úgy kell harmonizálni, hogy a létrejöhető külső zárlatok során fellépő jl 2 t értékek a tirisztorok számára elviselhetők legyenek. A transzformátorok dropjának növelése jótékony hatással van a maximális zárlati áram csökkentésére, azonban növekvő fedést eredményez az LSC, illetve MSC egységekben. Vasmagos légréseit simítófojtó tekercsek esetén célszerű az ún. shell type" típusú simítófojtó tekercs alkalmazása, ahol a telítési induktivitás nem olyan nagy mértékben csökken mint más felépítésű simítófojtó tekercseknél. A megszakítóknál gyorsműködésű vákuum megszakítók alkalmazása előnyös. 3. Zárlati fajták az SFC-ben és az ellenük hozott intézkedések Az SFC működése során előforduló zárlatok két fő csoportra oszthatók: Belső zárlatok: az LSC egységben tirisztor tönkremenetel az MSC egységben tirisztor tönkremenetel inverterátbillenés az MSC-ben vagy az MSC egység helytelen gyújtása hálózatba visszatápláló üzemben inverterátbillenés az LSCben vagy helytelen gyújtás minta az LSC-ben Külső zárlatok: indító sínszakasz zárlat hálózatba visszatápláló üzemben hálózati zárlat A lépcsőzött túl áram védelem és a különlegesen kialakított áramkorlátozás segítségével elérhető, hogy nem minden zárlat fajtára esnek ki a megszakítók, hanem az intelligens (mikroprocesszoros) irányító rendszer képes magát a zárlatot rövid időn belül megszüntetni és az üzemi állapotot visszaállítani. Mivel az MSC változó frekvenciával üzemel és a kimenetén a feszültség is széles tartományban változik, a túláram számítás, illetve zárlat korlátozás esetei további alcsoportokra bonthatók. A legkellemetlenebb zárlati fajta a félvezető meghibásodásból származik. Különösen a turbina blokk gyorsítása esetén az LSC-ben történő tirisztor meghibásodás vagy visszatápláló üzem esetén az MSC-ben történő tirisztor meghibásodás jelentenek súlyos zárlati fajtákat. Ilyenkor biztosan a betápláló, illetve kitápláló megszakító fog tisztázni és a cél az, hogy a hi-

16 TEUESITMENYELEKTRDMKA bátlan tirisztorok épek maradjanak. Az intelligens irányító elektronika képes megkülönböztetni a zárlati fajtákat. Az LSCben történő félvezető meghibásodás esetén például gyújtástiltással védekezik. Lnverterbillenés és külső zárlat során a névleges áram meghatározott százalékkal (kb. 20%) történő túllépése esetén mind az LSC mind az MSC gyújtás vezérlését inverter tartományba állítja. Könnyen belátható, hogy túlárarn esetén nem csak magas f Ft értékekkel kell számolnunk, de a kikapcsolt megszakítók a kör induktivitásain túlfeszültséget okoznak. A keletkezett ívfeszültséggel szembemutató induktív feszültség az induktivitások arányában oszlik meg. Ez az érték a simítófojtó tekercsen meglehetősen nagy értéket érhet el. A tekercsben tovább szeretne folyni az áram. Ennek az áramnak szabad utat engednek a tirisztorok, amennyiben a tirisztorok anódján a feszültség meghaladja az integrált BOD elemek billenési feszültségét. A BOD-okon keresztül begyújtott tirisztorok védett körülmények között üzemelhetnek és akár egy üzem közbeni véletlen megszakító kiesés sem okoz megengedhetetlen túlfeszültséget a tirisztorokon. 4. Szimulációk: A lefolytatott szimulációk során az 1. ábrán bemutatott főáramkör került vizsgálat alá generátor oldali by-pass" ág nélkül. Az MSC működési frekvenciáját a maximális értékkel vettük figyelembe. A szimulációk kiterjedtek a következő zárlati esetekre: Inverterátbülenés az MSC-ben Közbenső köri egyenáramú zárlat az MSC kapcsain Az MSC váltakozó áramú kimenet fázisok közötti zárlata Közbenső köri egyenáramú zárlat az LSC kapcsain Az áramköri alkatrészek fő paraméterei: Tirisztorok: T2563 N 80 TOH (EUPEC) ld. 1. táblázat Transzformátorok: teljesítmény: 4380 kva feszültség: 3X2200V drop: 10% Simítófojtó: telítetlen induktivitás: 5 mh telített induktivitás: 3,5 mh (l d > 2200 A) Az egyenirányító híd bemenő feszültsége: 332,2 kv; 50 Hz Az egyenáramú közbenső kör névleges árama: 1450 A Az inverter híd kimenő feszültsége: 332,2 kv; 50 Hz 5. Szimulációs eredmények 5.1. Ide egy cím kellene, nem szövegí?) Az inverterbillenés következtében létrejövő zárlat a leggyakoribb zárlali fajta az SFC-ben. Az inverterbillenés oka tehet egy nem megfelelően időzített gyújtó impulzus vagy a gyújtó impulzus hiánya, illetve a nem megfelelő nagyságú kommutációs feszültség. Ebben az esetben az áramszabályozó nem minden üzemi állapotban képes olyan sebességgel beavatkozni, hogy a zárlati áramot megakadályozza, illetve a beállított áram-alapjelnek megfelelő áramot gyorsan helyre tudja állítani. l s- $ 2. ábra ínverterbilíenés következtében létrejövő zárlati kör > * m * *...4- i,- A 2. ábrán vastagított vonallal jelöltük a zárlati kört. 3a ábra inverter billenés következtében létrejövő zárlat; az MSC híd áramai, az egyénkor feszültsége, és az j I2t értéke 1.táblázat Ismétlődő zárófeszültség csúcsértéke BOD dióda feszültsége (protective break over voltage} Az áram maximális effektív értéke Az áram maximális középértéke A lökö áram maximális értéke ÍR értéke A vezetőirányú árammeredekség maximuma; ismétlődő A vezetőirányú árammeredekség maximuma; nem ismétfödő A vezetőirányú feszültségmeredekség maximuma VRRM V ao ITRMSM TAVM 'TSM l z t (di/dt) cr (du/dt) cr 8000 V 7500 V 5600 A 2560 A 3570 A 63 ka 56 ka 19,8X106 A z s 15,7x106 A*s 300 A/_s 1000 A/_s 2000 V/ s {T c =85 C) (T c =60 C) n>25 C;10ms) (T vj =T vimax ; loms) {T vj =25 C;10ms) A szimuláció eredményei a 3a ábrán láthatók; az MSC áramai (a negatív sínre csatlakozó tirisztorok áramait negatív előjellel ábrázoltuk, a könnyebb áttekinthetőség érdekében). az LSC kimenetén mérhető Ud egyenfeszültség a vezetésben maradt tirisztorok j I 2 I értéke A zárlat esetében a tirisztorok gyújtó impulzusainak tiltásával elérhető eredményt mutatják a 3a ábrán ábrázolt időfüggvények. A zárlati áram az MSC - kommutáció hiányában - vezetésben maradt tirisztorán indul meg, amikor gyújtást kap a vezetésben maradt MSC tirisztor párja. A gyújtás pillanatában vezetésben lévő LSC tirisztorok, a gyújtástiltás miatt vezetésben maradnak, és a vonali váltófeszültsége! kapcsolják a közbenső köri egyenáramú körre. Az LSC gyújtásának letiltása miatt, a közbenső köri egyenáramú körre az egyik vonali váltófeszültség kapcsolódik, és ezáltal a zárlati körben lévő simítófojtó hatékonyan korlátozza az áramot. A 3a ábrán az az eset látható, amikor a zárlat pillanatában azonnal letiltjuk az LSC gyújtását. Ebben az esetben a zárlati körben az első zárlatiáram-hullám után az áram megszakadhat. A következőkben megvizsgáltuk azokat az eseteket is, amikor egy vagy két gyújtójel még kimegy a zárlat bekövetkezése után W 97. évfolyam tudományos különs/ám

17 TELJESÍTMÉNYELEKTRONIKA Ha nem szűnik meg a zárlati áram az első félperiódus után, akkor az áram egy minimális és maximális érték között leng minimális csillapítással. A zárlati áramot ebben az esetben a hálózatoldali megszakító fogja megszakítani. A 3a ábrából látható, hogy nem alakul ki a tirisztorokra veszélyes nagyságú áram a simítófojtó áramkorlátozása miatt, és az fl 2 t értéke is töredéke a tirisztorokra megengedhető kritikus értéknek. Az 3b ábra azt a szimulációs eredményt mutatja, amikor az inverterátbillenés után nem tiltjuk le a gyújtást. A 3a ábrán és a 3b ábrán feltüntetett szimulációs eredmények összehasonlításából világosan látszik, az impulzustiltás jelentősége. A T" fázis negatív sínre csatlakozó tirisztorának egyetlen gyújtása kimaradt. Emiatt az S" fázis negatív oldali tirisztora vezetésben marad, és a következő gyújtójel az S" fázis pozitív oldali tirisztorát gyújtva, létrehozza a zárlati kört. A T" fázis tirisztora már nem tudja átvenni az áramot, mert a kommutációs idő a nagy áram miatt túl hosszú. Az S" fázis két tirisztora vezetésben marad, és a rajtuk keresztül folyó zárlati áram körülbelül háromszorosa az előző ábrán látható zárlati áram csúcsértékének. Az tirisztorok jl 2 t értéke 95 ms-mal a zárlat bekövetkezése után éri el a kritikus értékét. 5. ábra Közbenső köri egyenáramú zárlat az MSC híd kapcsain; az MSC híd és az LSC híd áramai szakító szakítja meg. Akialakuló zárlati áram nem veszélyes a vezetésben maradt tirisztorok számára, mivel a fellépő f I-t értékjelentősen kisebb a kritikusnál, 5.3. MSC váltakozó áramú kimenet fázisok közötti zárlat: Ez a zárlat a hálózat felöl nézve hasonló az előző két esethez, de itt most a generátor oldalon is nagy zárlati áram fog folyni, amit a generátor oldali vákuummegszakító szakít meg. A generátorból folyó áram nem terheli a félvezetőket. \ 3b ábra Inverterbillenés következtében létrejövő zárlat; az MSC híd áramai, az egyénkor feszültsége, és az f!2t értéke 6. ábra Az MSC híd váltakozó áramú kimenetének fázisai közötti zárlat 5.2. Közbenső köri egyenáramú zárlat az MSC kapcsain: A 4. ábrán látható zárlat nagyon hasonló az inverterbillenés következtében bekövetkezőhöz. A szimuláció során az LSC gyújtását csak 5 ms-mal a zárlat bekövetkezése után tiltottuk le. Emiatt az áram magasabb értékre lendül fel, és nem csökken nullára az első hullám után. A 7. ábrán bemutatott szimulációs eredményekből látható, hogy még ha a kétszeres névleges áramnál tiltjuk is le a gyújtást, az eredmény akkor is kielégítő; a tirisztorok pn réteghőmérséklete a megengedhető tartományban marad. A fellépő Jl 2 t érték 80 ms-mal a zárlat bekövetkezése után csak tizedrésze a kritikus értéknek. Elegendő idő van arra, hogy a vákuummegszító megszakítsa az áramot. Közbenső köri egyenáramú zárlat az MSC híd kapcsain Az 5. ábra felső részén az MSC áramai, az ábra alsó részén az LSC áramai láthatók. Az MSC vezetésben lévő tirisztorainak az árama átkommutál a zárlati körre, és megszűnik. Az LSC gyújtását tiltjuk. A simítófojtó most 6 ka-re korlátozza be az áram maximumát. A zárlati áramot a vákuummeg- 7. ábra Az MSC híd kimeneti fázisai közötti zárlat gyújtástiltással; az LSC híd áramai, az egyénkor feszültsége, és az f í 2 t értéke

18 5.4. MSC váltakozó áramú kimenetén a fázisok közötti zárlat gyújtástiltás nélkül ww a ZSC t- ; tr 3. H p l-bz 8. ábra Az MSC híd váltakozó áramú kimenetének fázisai közötti zárlat TEUESITMENYELEKTRONIKA 17 r _u/ <wt A 9. és 10. ábrán az az eset látható amikor nem tiltjuk le az LSC gyújtását az MSC kimenetén történt fázisok közötti zárlat esetén. A 9. ábrán látható: az MSC gyújtásának tiltása után vezetésben maradt tirisztorainak az árama, a vezetésben maradt MSC tirisztorok ÍI 2 t értéke, az LSC kimenetének az Ud egyenfeszültsége nem tiltjuk le az LSC gyújtását. A nagyobb igénybevétel oka az, hogy az Ud feszültség a zárlat után egy csökkenő egyenfeszültség marad. Emiatt a simítófojtón és a vezetésben maradt tirisztorokon egyenáram folyik keresztül, a simítófojtó áramkorlátozó hatása gyakorlatilag megszűnik és csak a betápláló transzformátor szórási induktivitásai korlátozzák az áramot. A zárlat utáni pillanatokban az áram növekedési meredekségét a simítófojtó, az állandósult állapotban a zárlati áram nagyságát pedig a transzformátor szórási induktivitása határozza meg. A zárlat a 76 ms-os időpillanatban történt, és körülbelül 90 ms múlva, éri el a tirisztor l 2 t értékének a maximumát. Ennél a zárlat fajtánál lép fel a legnagyobb igénybevétel az MSC vezetésben maradt tirisztorai számára. A 10. ábrán az LSC közbenső köri feszültsége és az LSC tirisztorok áramgörbéi láthatók. A nagy áram miatt többszörös fedés lép fei; az egyenirányító híd pozitív oldaii kommutációja még nem ér véget, amikor már elkezdődik a negatív oldali kommutáció. A két kommutáció határán egyszerre négy tirisztor vezet. A híd egy-egy ágának pozitív és negatív oldali tirisztora egyszerre vezet, és nulldiódaként viselkedik a simítófojtó számára. Emiatt nincs visszatáplálás, az egyenfeszültség nullára csökken ebben a tartományban. Végső esetben négy tirisztor vezet mindig egyszerre, és az ötödik belépésekor, az elsővel kommutálva, az első kilép a vezetésből Közbensőköri egyenáramú zárlat az LSC kapcsain: 9. ábra Az MSC híd kimeneti fázisai közötti zárlat gyújtás tiltás nélkül; az MSC híd áramai, az egyénkor feszültsége, és az íl : t A 10. ábrán látható: az LSC tirisztorainak az árama, az LSC tirisztorainak l 2 t értéke, az LSC kimenetének az Ud egyenfeszültsége A 9. ábrát a 7. ábrával összehasonlítva látható, hogy az MSC tirisztorainak az igénybevétele lényegesen nagyobb amikor 11. ábra Közbenső köri egyenáramú zárlat az LSC híd kapcsain A zárlati áramot egyedül a szórási induktivitások korlátozzák. A 12. ábrán látható görbék azt az esetet mutatják, amikor a zárlat a soron következő tirisztor begyújtásának az időpillanatában történik (ekkor alakul ki a legnagyobb zárlati áramhullám) és az LSC valamennyi tirisztorának a gyújtását azonnal letiltjuk. A 13. ábrán a gyújtástiltás előtt, még begyújt az LSC soron következő tirisztora is. A kialakuló zárlati áramok és a tiriszto- 10. ábra Az MSC híd kimeneti fázisai közötti zárlat gyújtás tiltás nélkül; az LSC híd áramai, az egyénkor feszültsége, és az Íl2t 12. ábra Közbenső köri egyenáramú zárlat az LSC híd kapcsain, LSC híd gyújtástiltásával

19 TELJESITMÉNYELEKTRDNIKA n A kritikus 19,8 X 10 6 A 2 s értékét 105 ms alatt éri el. A zárlati áramot csak a betáp trafó szórási induktivitásai korlátozzák. A zárlati áramot a vákuummegszakítóval lehet megszüntetni. 6. Konklúzió: 13. ábra Közbenső köri egyenáramú zárlat az LSC híd kapcsain, LSC híd gyújtás tiltásával rok j I 2 t értéke a maximálisan megengedhető érték alatt marad. A zárlat a gyorsmegszakító működtetése nélkül, a tirisztorok gyújtástiltásával megszüntethető. A korszerű nagy teljesítményű félvezetőeszközök lehetőséget biztosítanak az áramirányítók megfelelő túlméretezésére, amely párosítva tiíláramvédelemmel, túlfeszültség-védelemmel, valamint gyújtóimpulzus-tiltási logikával biztosítja egy megbízható, biztosító nélküli konstrukció kialakítását. A biztosítók kiiktatása kiküszöböli a hibaesetek során kiolvadó biztosítók cseréje miatti üzemkiesést és a biztosítók cseréjének a költségét. 7. Irodalom [1] L. Bojtor, J. Csizmazia, l. Gál, E. Paál, G. Stadler, P. Szilágyi: A Static starter for large gas turbines. EPE 95 (SevUliO/Völ. III old. [2] L. Bojtor, E. Paál: High power frequency converters for industrial and power plánt drives. Mechatronics 8 (Pergamon, 1988) l-ll old. [3] Péter Suda: Experience and development trends in high power drives. EPE 99 (Kassa) old. í-í-v SZERZŐK: tm '\? \í ábra Közbenső köri egyenáramú zárlat az LSC híd kapcsain, LSC híd gyújtástiltása nélkül A 34. ábra azt az estet mutatja, amikor az LSC tirisztorai a zárlat után is kapnak gyújtójelet. Az ábrán látható: az LSC tirisztorainak az árama, az LSC S" fázis negatív oldali tirisztorának j I 2 t értéke, az LSC kimenetének az Ud egyenfeszültsége A zárlati áram csúcsértéke ebben az esetben a legnagyobb, de még itt is alatta marad a megengedhető maximális értéknek. Paál Ernő okl. vili. üzemmérnök, a Ganz Transeíektro Közlekedési Rt. Teljesítményelektronika Osztályának vezetője, 1978-tól Ganz alkalmazott. Érdeklődési területei: villamos hajtások, jármű fő- és segédüzemi berendezések, inverterek, erőművi teljesítményelektronikák, SiC félvezetők. erno.paal@transelektro.hu Szilágyi Pál okl. villamosmérnök, mikroprocesszoros hajtástechnikai szaküzemmérnök között az Egyesült Villamos Gépgyárban tirisztoros, tranzisztoros frekvenciaváltók tervezésében, 1990 óta a Ganz gyár dolgozójaként nagy teljesítményű egyenáramú hajtások, turbógenerátor gerjesztők és sztatikus indító berendezések tervezésében vett részt. pal.szilagyi@transelektro.hu Szakmai lektor: Csizmazia Jenő okl. villamosmérnök évfolyam tudományos különszám

20 KOMMUNIKÁCIÓ 19 Idő- és eseményvezérelt kommunikáció beágyazott számítógépes rendszerekben MAJZIK ISTVÁN, PÉCELf GÁBOR, BME Méréstechnika és Információs Rendszerek Tanszék 1. Bevezetés A beágyazott számítógépes rendszerek olyan, informatikai eszközökre épülő integrált alkalmazások, amelyek közös jellemzője a nagyfokú autonomitás, valamint a fizikai környezettel való intenzív információs kapcsolat. Napjaink alkalmazásai mind nagyobb igényeket támasztanak a beágyazott számítógépes rendszerekkel szemben. Az ipari folyamatokban, járművek fedélzeti rendszereiben például nem elfogadható, hogy a számítógépes rendszer időben késlekedjen, vagy egy komponensének hibája miatt ne tudjon biztonságos szolgáltatást nyújtani. A valósidejű működés és a hibatűrés kritériumainak teljesítése speciális, jól definiált architektúrát és tervezési módszereket igényel. Ezzel kapcsolatban intenzív kutatások folytak (pl. [1] [2]), amik sikeres alkalmazásokhoz, illetve szabványokhoz is vezettek. Az egyik ilyen elosztott számítógép architektúra és tervezési filozófia az Idővezérelt Architektúra (TTA, Time Triggered Architecture [3]). Ezt a Bécsi Műszaki Egyetem kutatócsoportja dolgozta ki mintegy 20 év munkájával, EU projektek és számos ipari cég támogatásával. Az idővezérelt architektúrát az különbözteti meg leginkább a hasonló rendszerektől, hogy állapotinformációkkal dolgozik, és a tervezés során kitüntetett szerepet kap a fizikai idő. Az állapotinformációk használata azt jelenti, hogy a számítógépes rendszer a környezetéből nem csak akkor kap információkat, ha valamilyen változás történt (pl. egy hőmérséklet-érzékelő jelzi, hogy 5 C-kal nőtt a hőmérséklet), hanem rendszeresen megkapja a környezet állapotának jellemzőit akkor is, ha nincs változás (pl. 5 másodpercenként beolvassa a hőmérséklet értékét). Ez a megközelítés sokfele előnnyel jár. Egyrészt tervezhetővé válik a rendszer és az érzékelők közötti kommunikációs hálózat terhelése, másrészt korlátozható egyegy üzenet hibájának hatása. Ha például egy, az érzékelőktől származó üzenet elveszik, az csak egy periódus időtartamára jelent kiesést, hiszen a legközelebbi üzenet frissíti az adott környezeti paramétert leíró állapotváltozó értékét. Egy változásról szóló eseményüzenet elvesztése viszont azt jelenti, hogy elveszik a környezet és a számítógépes rendszer közötti összhang (szinkronitás) is. Ezt elkerülendő az esemény alapú rendszerekben explicit nyugtázásra, szükség esetén újraküldésre és üzenetsor-rendezésre van szükség, ami plusz terhelést ró a hálózatra általában éppen a kritikus helyzetekben. A fizikai idő abból a szempontból játszik főszerepet az idővezérelt architektúrában, hogy a számítógépes rendszer minden aktivitása szigorúan időhöz kötött. A tervezés során pontosan meg kell határozni, milyen időpillanatokban kell az állapotinformációkat küldeni, illetve fogadni, mikor kell egy adott állapotváltozót feldolgozó taszkot (tevékenységet) indítani. Ennek megfelelően a kommunikációs hálózat időosztásos hozzáférésű (TDMA, Time Division Multiple Access), az operációs rendszer pedig statikusan ütemezett taszkokkal dolgozik. A szigorúan időhöz kötött taszk- és kommunikációütemezésnek természetesen előfeltétele a taszkok végrehajtási idejének, illetve az üzenettovábbítási időnek az előzetes ismerete (illetve behatárolása). Ugyanakkor ezek a kötöttségek azt is jelentik, hogy a rendszer teljes mértékben kiszámíthatóan viselkedik még csúcsterhelés esetén is. A szigorúan időhöz kötött működés elősegíti azt is, hogy redundáns üzeneteket, illetve taszk végrehajtást alkalmazva hibatűrő rendszert építsünk ki [2]. Az idővezérelt rendszerekkel szemben az eseményvezérelt rendszerekben az üzeneteket a külső környezetben vagy a számítógépes rendszerben zajló változások triggerelik. Ezeket rendszerint megszakítások alapján, prioritásos taszk ütemezéssel dolgozzák fel. Ez kis eseménygyakoriság esetén a periodikus feldolgozásnál gyorsabb reagálást tesz ugyan lehetővé, de megnehezíti a kiszámíthatóságot, nagy esemény gyakoris ág esetén pedig a hatékonyság csökkenéséhez vezet [5], Az állapotinformációk periodikus küldésén és statikusan ütemezett feldolgozásán alapuló idővezérelt megközelítés azt jelenti, hogy a ritkán előforduló eseményekhez tartozó környezeti paramétereket is rendszeresen be kell olvasni, az ezekhez tartozó üzenetekhez kommunikációs sávszélességet kell hozzárendelni. Ez a mai összetett rendszerekben, a ma használatos kommunikációs buszokon rossz kihasználtságot, illetve szűk keresztmetszetet okozhat. Ennek elkerülése érdekében merült fel az az igény, hogy korlátozottan, az idővezérelt rendszer előnyeinek megtartása mellett legyen lehetőség eseményvezérelt kommunikációra is. Az idő- és eseményvezérelt kommunikációt is lehetővé tevő megoldás kidolgozásában a BME Méréstechnika és Információs Rendszerek Tanszéke is közreműködött az EU által támogatott NEXT TTA (High-Confidence Architecture for Distributed Control Applications, IST ) projekt keretein belül. Ennek tapasztalatairól számol be ez a cikk. A továbbiakban röviden részletezzük az idővezérelt rendszerekben javasolt hardver architektúrát, kommunikációs protokollokat és a szoftver fejlesztői környezetet. Ezután térünk ki arra, hogyan valósítható meg az eseményvezérelt kommunikáció egy idővezérelt elosztott rendszerben. A cikket egy esettanulmány zárja, aminek keretein belül az egyik legelterjedtebb eseményvezérelt kommunikációs protokoll, a TCP/IP emulációját ismertetjük. 2. Hardver architektúra Az idővezérelt architektúra egy elosztott számítógépes rendszer. A csomópontok (angolul node) önálló működésű mikroszámítógépek vagy mikrovezérlővel kialakított egységek, amelyek a processzor mellett saját memóriát, ki- és bemeneti perifériákat és egy speciális kommunikációvezérlőt (CC, Communication Controíler) tartalmaznak. A csomópontokon saját operációs rendszer és a szükséges alkalmazások futnak. A fürtöt alkotó csomópontokat egy kommunikációs hálózat fogja össze, amelyhez való illesztést a kommunikációvezérlők végzik. A kialakítás busz rendszerű, tehát a hálózaton továbbított üzenetet minden csomópont képes venni. A hibatűrés érdekében a buszt megkettőzik. A hálózat topológiája a busz mellett csillag is lehet, ennek kialakítása külön kapcsoló egységek segítségével történik (1. ábra).