S Z A K D O L G O Z A T

Átírás

1

2 BUDAPESTI MŰSZAKI ÉS GAZDASÁGTUDOMÁNYI EGYETEM HÍRADÁSTECHNIKAI TANSZÉK S Z A K D O L G O Z A T Mádi Gábor mérnökjelölt részére Feladat: LTE uplink rádiós interfész szimulációs vizsgálata Feladat leírása: Tekintse át, és ismertesse a 3GPP LTE rádiós hozzáférését, térjen ki különösképpen az uplink irányú kommunikációra! Írjon Matlab szimulációs programot az LTE uplink interfész működésének vizsgálata céljából! Paraméterként állítható legyen a modulációs eljárás, a sávszélesség, a felhasználók száma, valamint a jel/zaj viszony! Végezzen szimulációkat a fent elkészített programmal, különböző - 3GPP szerinti - LTE szabvány beállításokkal! Értékelje a kapott eredményeket! I

3 Nyilatkozat Alulírott Mádi Gábor, a Budapesti Műszaki és Gazdaságtudományi Egyetem Villamosmérnöki és Informatikai Kar hallgatója kijelentem, hogy ezt a szakdolgozatot meg nem engedett segítség nélkül, saját magam készítettem, és a szakdolgozatban csak a megadott forrásokat használtam fel. Minden olyan részt, melyet szó szerint, vagy azonos értelemben, de átfogalmazva más forrásból átvettem, egyértelműen a forrás megadásával megjelöltem. Mádi Gábor hallgató Budapest, december 10. II

4 Kivonat Az első GSM hálózat elindításakor még senki nem gondolta, hogy a mobil kommunikáció mindennapjaink részévé válik. E dolgozat írásakor már negyedik generációs hálózatokról, a világon már több mint 4 milliárd mobil előfizetőről és 100 Mbit/s sebességű vezeték nélküli adatátvitelről beszélhetünk. Szakdolgozatomban az LTE-ről (Long Term Evolution), mint egy újgenerációs mobilhálózatról, annak eddigi rövid történetéről és felépítéséről írok néhány szót. Bemutatom az LTE-vel szemben támasztott követelményeket és elvárásokat, az OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulációt, a spektrumkiosztást, a maghálózat megújítását valamint az újdonságok egy részét. A dolgozat célja és egyben központi része egy MATLAB szimulációs program és grafikus felület elkészítése, melynek segítségével különböző szituációkat, környezeteket előidézve az LTE uplink irányú (készüléktől bázisállomásig tartó) átvitelének teljesítőképessége vizsgálható. A szakdolgozat befejezéseként az elkészített programmal végzek különböző kísérleteket adott paraméterek mellett, megnézem, miként befolyásolja az átvitelt a moduláció (QPSK, 16AQM, 64QAM) típusának megválasztása, a többfelhasználós környezet, vagy a kétutas terjedés, és végül elemzem a kapott eredményeket. III

5 Abstract When the first GSM network started, nobody knew that mobile communication would be a part of our lives. As I am writing this thesis, fourth generation (4G) networks are foreseen, there are more than 4 billion mobile subscribers all over the world, and wireless networks target 100 Mbit/s transmission rate. In my thesis, the focus is on LTE (Long Term Evolution), as a next generation network. I describe general expectations and requirements, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) modulation, spectrum usage, the evolved core network and some other new features. The purpose and the main part of my thesis is to create a MATLAB simulation program and a graphical user interface, with which we can understand how the uplink transmission (from mobile phone to base station) performs in different situations. At the end of the thesis, I describe different experiments conducted with the developed software, with different parameters. I investigate how parameters like modulation type (QPSK, 16QAM, 64QAM), number of users, multipath fading affect the data transfer, then I analyze the results. IV

6 Tartalomjegyzék Nyilatkozat... II Kivonat... III Abstract... IV Tartalomjegyzék... V 1. Bevezetés Technológiai fejlődés A szakdolgozat felépítése Célkitűzés A hosszú távú fejlődés Követelmények az LTE-vel szemben Az LTE adottságai és képességei A rendszer teljesítménye A rendszer bevezetése, spektrumkiosztás További fontos tényezők LTE SAE, a maghálózat továbbfejlesztése [2] Egyéb szempontok Átviteli módok OFDM alapok [2] Moduláció Demoduláció Az OFDM IFFT/FFT-n alapuló implementációja Downlink Felépítés frekvenciatartományban Felépítés az időtartományban Frekvencia-idő háló Uplink Az adó működése A vevő működése Frekvenciatartománybeli és időtartománybeli elhelyezkedés Jelenlegi eredmények Éles környezetben végzett tesztek eredményei [33] Tesztkörnyezet Eredmények Tervezési lépések V

7 5.1. Specifikáció Az adó A vevő A teljes rendszer A program működése a gyakorlatban Grafikus felhasználói felület tervezése MATLAB grafikus felület A felület megtervezése Függvények Rádiógombok - paraméterek Táblázat felhasználói adatok Gombok, grafikonok Szimulációk futtatása A program használata Szimulációk végzése Modulációból adódó különbségek Visszaverődések hatása Kétutas terjedés Többutas terjedés Az M blokk elhelyezése Több felhasználó BER görbe Összefoglalás Továbblépési lehetőségek Köszönetnyilvánítás... VII Ábrajegyzék... VIII Táblázatjegyzék... IX Irodalomjegyzék... X Rövidítésjegyzék... XII VI

8 1. Bevezetés Amikor 1991-ben Finnországban az első GSM (Global System for Mobile Communications, Globális Mobilkommunikációs Rendszer) hálózatot elindították, még senki nem gondolta volna, hogy ez a technológia ilyen mértékben elterjed, és hogy a mobil kommunikáció mindennapjaink részévé válik. Azóta nagyot változott a világ, a táska méretű mobiltelefonokat leváltották a divatosabbaknál divatosabb készülékek. A 3G-s (harmadik generációs) mobilhálózatok megjelenésével és gyors terjedésével nyilvánvalóvá vált, hogy óriási igény van a web alapú szolgáltatások elérésére bárhol, bármikor. A közösségi portálok, online üzenetküldők telefonos adaptációi még inkább ezt a tényt támasztják alá. E sorok írásakor a világon több mint 4 milliárd mobil előfizető van [1] októberében Magyarországon a teljes ügyfélszám alapján számítva száz főre 116,7 előfizetés (hívásfogadásra alkalmas SIM-kártya (Subscriber Identity Module, Előfizetői Azonosító Kártya)) jutott, továbbá 803 ezerre emelkedett a három 1 magyarországi szolgáltató (T-Mobile, Pannon, Vodafone) mobilinternet-előfizetéseinek száma, miközben az egy előfizetőre jutó adatforgalom a szeptemberi 1,43 GB-ról 1,56 GB-ra nőtt [30]. A videós tartalmak, a nagyméretű képek, fájlok letöltése és a hangátvitel azonban még nagyobb sávszélességet igényel, nem beszélve a megnövekedő felhasználói táborról. Mielőtt azonban a jövő szabványairól beszélnénk, tekintsük át a múlt, és korunk meghatározó mobiltechnológiáit! 1.1. Technológiai fejlődés A mobilkommunikáció technológiai fejlődését a 1.1.ábra alapján mutatom be [11],[14] és [31] alapján. Az ábrán világoskék színű téglalappal jelöltem a Magyarországon is honos technológiákat, valamint minden dobozban feltüntettem az sebesség maximum értékeket letöltési (D) és feltöltési (U) irányban. Ahol nincs feltüntetve csak az egyik adat, ott a másik az előző, korábbi technológiáéval azonos. Fontos megjegyezni, hogy a szakirodalomban többféle csoportosítás is létezik, ez azonban a lényegen nem változtat. Az első generációs analóg mobilhálózatok (Magyarországon: Westel 0660) után az igazi áttörést a GSM 900 MHz-en, immáron digitálisan működő verziója hozta. Mobilkészüléktől a bázisállomásig MHz-en, míg ellenkező irányban MHz-en történik a kommunikáció [3], a rendelkezésre álló teljes frekvenciasávot két, 25 MHz-es részre bontották, és mindkettőben 124 db 200 khz-es beszédcsatornát alakítottak ki. Mivel ez igen kevésnek mondható, tekintve, hogy ma már több millióan telefonálnak, meg kellett oldani, hogy egy csatornát többen is november 20-án elindult a Magyar Posta Zrt. által üzemeltetett Postafon, az első virtuális mobilszolgáltató Magyarországon, mely a Vodafone tornyait használja. 1

9 használhassanak egy időben [4]. E feladat megoldását a cellás, kaptárszerű kialakítás adja. A lefedendő területet cellákra (hatszög alakú részekre) osztják, és minden cellát egy-egy bázisállomás sugároz be. A bázisállomások helyének meghatározása, a cellás struktúra kialakítása a mobil hálózat tervezésének fontos pontja. Ha a csatornák úgy kerülnek kiosztásra a bázisállomások között, hogy a szomszédos celláknak ne legyen azonos csatornája, akkor 2 cellával arrébb már használható ugyanaz a frekvencia. Ha egy területen kevés az ügyfél, akkor a cella mérete nagy (akár 30 km sugarú is lehet), ha viszont sok az ügyfél, akkor a cellák kicsik, és sok cella kell a kiszolgáláshoz [4,5]. A beszédátvitel mellett megjelenő új szolgáltatások: az SMS (Short Message Service, Rövid Üzenetküldő Szolgáltatás), később az MMS (Multimedia Message Service, Multimédiás Üzenetküldő Szolgáltatás), valamint az elérhető árú készülékek megjelenésével a technológia robbanásszerűen kezdett el fejlődni. A GSM-hálózatok egyébként négy különböző frekvenciasávban üzemelhetnek, ezek közül a 900 MHz-en kívül az 1800 MHz-es verziót használják legtöbbször. 1.1.ábra Történelmi áttekintés 2

10 E második generációs (2G) technológia adatátvitelre még önmagában nem volt alkalmas, ezért nagy előrelépésnek számít, hogy a hangátvitel mellett megjelentek az adatátviteli szabványok is. Az első megoldás (CSD, Circuit Switched Data, Áramkörkapcsolt Adatátvitel) csak 14,4 kbps sebességet garantált, amely a mai igényeket tekintetbe véve rendkívül alacsony. A kódolás megváltoztatásával, valamint azzal hogy nem csak egy, hanem 4 beszédcsatornát is fel lehet használni adatátvitelre, a sebesség 57,6 kbps-re növekedett, a számlázás idő alapú volt. (HSCSD (High Speed CSD, Nagy Sebességű CSD), 2,5G). A másik fejlesztési irány nem a vonalkapcsolt megoldást fejleszti tovább, ahol az összeköttetés létrehozásától a megszüntetéséig folyamatosan lefoglaljuk a szükséges csatornákat, hanem igyekszik a rendelkezésre álló adatátviteli kapacitást a pillanatnyilag fellépő igények között szétosztani [13]. Az első ilyen csomagkapcsolt mobilátvitel a GPRS (General Packet Radio Service, Általános Csomagkapcsolt Rádiós Szolgáltatás) volt, mely négyféle kódolási lehetőséget tartalmazott, a hálózat minőségétől függően időrésenként 9,6 kbps-tól egészen 21 kbps-ig, amiből maximum 8-at lehet összefogni, így akár 170 kbps sebesség is elérhető elméletben, gyakorlatban azonban 57,6 kbps letöltési sebességet szoktak emlegetni. A GPRS lehetővé tette, hogy széles körben hozzáférhető legyen a mobil Internet, továbbfejlesztésével, az EDGE-el (Enhanced Data Rates For GSM Evolution, Továbbfejlesztett Adatátvitel GSM hálózaton) már 8 59,2 kbps-os elméleti letöltési sebesség is elérhető lett. Az EDGE-et szokás 2,75 generációs átviteli technikának is hívni, gyakorlati 236,8 kbps sebességével. Az EDGE után a következő lépcsőfok az UMTS (Universal Mobile Telecommunications System, Univerzális Mobil Telekommunikációs Rendszer) hálózatok megjelenése volt, melyek bevezetésével lehetővé vált a videótelefonálás is. Az UMTS szabványt a 3GPP Release 99 szabványában definiálták, ez volt az egyik olyan 3G-nek nevezhető technológia, amely széles körben el is terjedt, gyakorlati letöltési sebessége 384 kbps. W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access, Szélessávú Kódosztásos, Többszörös Hozzáférési Technológia) átvitelt használ, és bevezetéséhez szükséges volt új adótornyok telepítése is, ellentétben az EDGE-el. Az UMTS Európában 2100 MHz-en működik, páros frekvenciasávok esetén az uplink MHz-en, a downlink MHz-en szolgálja ki a terminálokat. A 3GPP Release 5-ös szabványában először a letöltést (HSDPA (High-Speed Downlink Packet Access, Nagysebességű Letöltés Hozzáférés)), majd a Release 6-ban a feltöltést (HSUPA (High-Speed Uplink Packet Access, Nagysebességű Feltöltés Hozzáférés)), fejlesztették tovább. Az elméleti letöltési sebesség 3,6; 7,2 vagy akár 14,4 Mbps lehet. A magyarországi szolgáltatók jelenleg 7,2 Mbps-os letöltési sebességet biztosítanak, [15] szerint 2009 augusztusában 250 HSDPA-t támogató hálózat működött a világ 109 országában, ezek közül 169 szolgáltató garantálja a 3,6 Mbps letöltési sebességet. 3

11 Belátható, hogy egy új mobilhálózat fejlesztésének mozgatórúgói, irányítói egyértelműen a már meglévő szolgáltatások, a mobilkommunikációban jelenlévő vállalatok közötti verseny, valamint a költséghatékonyság [2]. Így érkeztünk el a negyedik generációs (4G) hálózatok küszöbéhez, melyek még gyorsabb elérést biztosítanak a meglévő szolgáltatásokhoz. Több lehetséges alternatíva is napvilágot látott már a meglévő hálózatok továbbfejlesztésére, vagy lecserélésére. Ide sorolható például a e névre hallgató mobil WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access), vagy a HSPA Evolution is. Szakdolgozatom során e technológiák közül az LTE-vel (Long Term Evolution, Hosszú Távú Fejlődés) fogok foglalkozni, azon belül is az uplink, azaz a mobilkészüléktől a bázisállomásig terjedő kommunikációval. Az LTE-t nem minden forrás tekinti igazi negyedik generációs szabványnak, van ahol csak az LTE majdani továbbfejlesztése, az LTE Advanced kapja meg ezt a címkét. Minden technológiánál megfigyelhető egy killer-app, vagyis egy olyan iparágat előrehajtó új szolgáltatás, amelyre a felhasználók azonnal ráharapnak. A GSM-nél ez az SMS volt, a 3G-nél a videótelefonálást szánták erre a célra, bár ez nem váltotta be a hozzá fűzött reményeket. Kérdés, hogy az LTE-nél mi lesz ez az alkalmazás. [19] szerint egyszerűen a nagy lefedettség és az óriási sebesség A szakdolgozat felépítése A 2. fejezetben az LTE rövid történetéről és felépítéséről írok néhány szót, ismertetem az LTE-vel szemben támasztott követelményeket és elvárásokat, a használt modulációkat, valamint a spektrumkiosztást, a maghálózatot, az újdonságok egy részét. A 3. fejezetben az OFDM általános ismertetése után bemutatom a rádiós hozzáférést frekvencia- és időtartományban továbbá a downlink és uplink irányú kommunikációt veszem szemügyre. Külön kitérek az adó és vevő egység felépítésére, mely alapját képezi a szimulációs program elkészítésének. A 4. fejezetben bemutatom, hogy szakdolgozatom elkészítésekor hol tartottak az LTE-vel kapcsolatos fejlesztések, és egy valódi környezetben végrehajtott teszt eredményeit is ismertetem. Feladatom második része egy MATLAB szimulációs program elkészítése, melynek segítségével különböző szituációkat, környezeteket előidézve megnézhetjük, hogyan is működik a jelátvitel az LTE uplink irányú kommunikációjában. A bonyolult matematikai műveletek elvégzésére a MATLAB kiválóan alkalmas, így az 5. fejezettől kezdődően elméleti alapokra támaszkodva bemutatom a tervezett szimulációs program felépítését és működését, a fejlesztés lépéseit. A 6. fejezetben a szimulációs programhoz tervezett grafikus felhasználói felület megtervezését és használatát mutatom be. 4

12 Dolgozatom harmadik részében, a 7. fejezetben az elkészített programmal végzett különböző szimulációs vizsgálatokat ismertetem adott tesztkörnyezetek mellett, majd végül a kapott eredményeket elemzem Célkitűzés Szakdolgozatom célja, hogy miután ismertetem az LTE technológiát, valamint az uplink irányú átvitel működését, egy olyan eszközt készítsek, mely felhasználható akár a magyarországi LTE hálózat kiépítése és tervezése során. Nyilván egy számítógépes szimuláció soha nem adhatja vissza a valós körülményeket, mégis irányadó eszközként remélhetőleg jól lehet majd használni. A program használatának megkönnyítése, áttekinthetővé tétele érdekében egy grafikus felhasználói felületet is készítek. 5

13 2. A hosszú távú fejlődés A meglévő 3. generációs hálózatok továbbfejlesztésével először 2004-ben, egy a 3GPP szervezet által rendezett workshopon kezdtek el foglalkozni [2]. Az első 6 hónap az LTE-vel szemben támasztott követelmények megfogalmazásával telt, majd eldöntötték, hogy az LTE rádiós átvitelét downlink útvonalon OFDM, míg uplink útvonalon SC-FDMA (Single-Carrier Frequency Division Multiple Access, Egyvivős Frekvencia Osztásos Többszörös Hozzáférés) modulációs alapokra helyezik (lásd később). Fontos továbbá megemlíteni, hogy ugyan az LTE fejlesztése ekkor elkezdődött, a 3GPP ugyanebben az évben a már meglévő HSPA hálózatok továbbfejlesztésével is elkezdett foglalatoskodni, HSPA Evolution vagy HSPA+ néven. Ennek magyarázata egyszerű: a HSPA hálózatok meglévő hálózatok, így azok továbbfejlesztéséhez, nincs, vagy csak kis mértékben van szükség új eszközök, bázisállomások és szabványok beszerzésére és kifejlesztésére, ugyanakkor nyilvánvalóvá vált, hogy ez az út, éppen a meglévő rendszerek korlátai miatt nem lesz teljesen járható. A HSPA Evolution, bár nem tudja teljesítményben azt hozni, mint az LTE, arra kiválóan alkalmas, hogy a meglévő eszközöket is lehessen nagyobb sebességen is használni, illetve az LTE-hez hasonló jellemzői miatt fejlesztési célra is használható Követelmények az LTE-vel szemben A 3GPP célja alapvetően az volt, hogy az elkövetkező két évtized mobil hálózatainak alapjait megteremtse a korábbi hálózatok szakértelmével, viszont azoktól teljes mértékben függetlenül. Így az LTE fejlesztése során nem kell tekintettel lenni a korábbi rendszerekre, készülékekre. A továbbiakban a teljesség igénye nélkül ismerkedjünk meg az LTE szabvánnyal! Az LTE rendszer tervezésekor az alábbi témakörökben fogalmaztak meg követelményeket [2]: Az LTE adottságai és képességei A rendszer teljesítménye A rendszer bevezetése, spektrumkiosztás LTE SAE, a maghálózat továbbfejlesztése Egyéb szempontok Az LTE adottságai és képességei A legnagyobb változást egyértelműen a sebességnövekedésben remélték. Például 20 MHz-es sávszélesség mellett downlink irányban 100 Mbit/sec, uplink irányban 50 Mbit/sec adatátviteli sebesség elérése a cél. Keskenyebb sávban ehhez viszonyítva határozták meg a sebesség maximumokat. 6

14 A különböző sávszélességek mellett elvárt, szigorúan elméleti csúcssebességek az 2.1.ábrán láthatóak. Az ábrát [12],[16],[17],[18] alapján készítettem el. 2.1.ábra LTE sebességek különböző esetekben, illetve 4 4-es MIMO esetben. További követelménynek fogalmazták meg, hogy a rendszer támogassa a TDD (időosztásos) és az FDD (frekvenciaosztásos) adatátviteli módokat. Előírták még, hogy egy LTE hálózat 5 MHzes sávszélesség mellett egyszerre közel 200, míg nagyobb sávszélesség esetén akár 400 előfizetőt is ki tudjon szolgálni [2] A rendszer teljesítménye Az LTE teljesítményére vonatkozó előírások a spektrumkihasználtság hatékonyságára, a mobilitásra és a lefedettségre irányulnak. A mobilitást a felhasználók mozgásának sebességére vonatkoztatták, vagyis lefektették, hogy a maximális adatátviteli sebesség akkor garantálható, ha a terminálok sebessége nem nagyobb, mint 15 km/óra. A nagy adatátviteli sebességet 120 km/órás sebességig kell tudnia, a terminálok megengedhető maximális sebessége egyébként 350 km/óra lehet [2]. A lefedettségi előírások a cella méretekre vonatkoznak. Ezek szerint a rendszernek az összes elvárásnak meg kell felelnie 5 km-es cellasugárig. Ennél nagyobb cellasugár esetén kismértékben megengedhető a minőség és a sebesség csökkenése. A 100 km sugarú vagy annál nagyobb cellák nem javasoltak A rendszer bevezetése, spektrumkiosztás Az LTE bevezetésekor fontos szempont lesz, hogy a meglévő rendszerek mellett is megfelelően működjön. Az LTE használatára különböző frekvenciasávokat jelöltek ki, ez látható a 1.táblázatban. 7

15 1.táblázat LTE spektrumkiosztás [34] Az IMT-2000-es frekvenciasávon a 2.2. ábrán látható spektrumkiosztás javasolt, a továbbiakban ezt ismertetem. Ahogy azt korábban említettem, az LTE fel van készítve arra, hogy támogassa a TDD és az FDD átvitelt, így ahogyan az ábrán is látszik és MHz között az időosztásos, MHz között az FDD uplink irányú, míg MHz között a downlink irányú kommunikáció zajlik. Látható, hogy a páros FDD átvitelnél MHz került kiosztásra, valójában azonban egy operátor csak 2 20 MHz-cel, vagy 2 10 MHz-el fog rendelkezni. 2.2.ábra LTE IMT-2000 spektrumkiosztás [2] A frekvencia-kiosztásnak flexibilisnek kell lennie, láthatjuk, hogy lehetőségek széles spektrumából válogathatunk. Az LTE-ben biztosítani kell a korábbi technológiákkal való együttműködést (GSM, UMTS, HSPA). Az LTE és a HSPA Evolution szabványosításának a kezdetekkor megfogalmazták azt a célkitűzést, hogy könnyen átjárható legyen a két rendszer [6]. 8

16 A már meglévő rádiós szolgáltatások, akár analóg TV és rádió, akár GSM megszűnésével további frekvenciák szabadulhatnak fel, az LTE-nek ezeken a frekvenciákon is megfelelően kell működnie. Az LTE rendszer fokozatos bevezetése során lehetőség nyílik az allokált frekvenciasáv fokozatos elfoglalására [6]. Az LTE támogatja a többszörös antennák használatát, sokszor a rendszer teljesítménye nagymértékben függ ettől. Az LTE terminál oldalon alapból két vevőantennát feltételez, de lehetőség van bázisállomásbeli antenna-töbszörözésre is. Ha a vételi és az adó oldalon is több antennát használunk, akkor beszélhetünk térbeli multiplexálásról, vagyis a MIMO (Mulitple Input, Multiple Output) egyik használati módjáról, mely adatsebesség növekedést eredményez a párhuzamos csatornák miatt. (2.1.ábra) További fontos tényezők A rendszer bevezetése mindenképpen nehéz feladat, hiszen több évre előre kell most tervezni. Néhány további alapvető szempont, melyet a tervezéskor figyelembe vettek [2]: - Egy egységes LTE Rádiós Hozzáférési Hálózat, RAN bevezetése - Csomagkapcsolt és nem vonalkapcsolt átvitel - Az interferencia minimalizálása - Végponttól végpontig minőségi szolgáltatás ( end-to-end QoS ) - Biztonságos kommunikáció, jogosultságkezelés, titkosítás - Terheléseloszlás, spektrumkihasználás LTE SAE, a maghálózat továbbfejlesztése [2] Az LTE maghálózatának továbbfejlesztésére SAE (System Architecture Evolution, Rendszer Architektúra Fejlődés) néven hivatkoznak. Bár továbbfejlesztésről van szó, a megoldások nagy része hasonlít a HSPA rendszereknél alkalmazott módszerekre. E fejlesztés során különös tekintettel voltak arra, hogy az új rendszer támogassa az alábbi szolgáltatásokat: - Hagyományos hangátvitel, üzenetküldés, mobil Internet, és minden korábbi szolgáltatás - MBMS (Multimedia Broadcast Multicast Service), például: 16 db TV-csatorna támogatása 300 kbit/s körüli sebességgel 5 MHz sávszélességen, - IPv4 és IPv6 támogatása, IP alapú szolgáltatások. Már a HSPA hálózatok fejlesztése során is fontos szempont volt, hogy a maghálózatot (Core Network, CN) különválasszák a rádiós hozzáférési hálózattól (Radio Access Network, RAN). Cél, hogy a maghálózat ne lásson rá az átviteli technológiára, a RAN teljes mértékben azzal tudjon foglalkozni, hogy a rádiós átvitelt optimalizálja, a cellák pedig legyenek elrejtve a maghálózattól. Elsőre ez egyszerű feladatnak tűnik, valójában azonban nem az. 9

17 Az LTE fejlesztése során az is fontos szempont volt, hogy minimalizálják a node-ok (csomópontok, bázisállomások) számát, és hogy lehetőleg csak egyféle node legyen. Amellett, hogy szétválasztották a maghálózatot a hozzáférési hálózattól, magát a hozzáférési hálózatot is újra ki kellett dolgozni. A HSPA és az LTE hálózatok belső RAN megoldásai eltérőek. 2.3.ábra HSPA és LTE rendszer összehasonlítása sematikus ábra A 2.3.ábra bal oldalán látható a HSPA hálózat elvi felépítése. Látható, hogy a rádiós hozzáférési hálózat két logikai részből áll, az RNC egységekből és a NodeB eszközökből. A NodeB biztosítja a kapcsolatot az antenna és a hálózat között, az RNC pedig az RAN és a maghálózat közötti adatáramlásért felel. Minden RNC tud csatlakozni a többi RNC-hez, viszont egy NodeB-hez csak egy RNC férhet hozzá. Ezzel szemben az LTE rendszer sematikus felépítését a 2.3. ábra jobb oldalán mutatom be. A bázisállomásokat itt enodeb-nek nevezik. A rendszer interfészei: a maghálózatot és az enodeb-ket összekötő S1, és az enodeb-ket egymással összekötő X2 interfész. Egy bázisállomáshoz több cella is tartozhat, ezek különböző antennákon is üzemelhetnek. A teljes hozzáférési hálózati logika az enodeb-k részévé vált, megszűntek az RNC-k. Ezért szokás az enodeb-ket EUTRAN-nak (Evolved Universal Terrestrial Radio Access Network, hozzáférési hálózatnak) is hívni. Jóval bonyolultabb működést tesznek lehetővé, viszont mivel nincs egy mindent látó központi egység, a felhasználók mobilitását nehezebb kezelni. A 2.4.ábrán az enodeb-ban megvalósítandó LTE protokollok és vezérlő funkciók vázlatos felépítése látható [32]. Jelen esetben csak a rádiós interfész protokolljainak szerepét tekintem át: - RRC (Radio Resource Control): rádiós erőforrás vezérlő - PDCP (Packet Data Convergence Protocol): fejléctömörítést hajt végre, hogy a kisméretű csomagok méretének jelentős részét ne a fejléc tegye ki, valamint a titkosításért felel - RLC (Radio Link Controller): adatok szegmentálása, összeillesztése és sorrendhelyes továbbítása, továbbá újraadás-vezérlés a feladata - MAC (Medium Access Control): a kétirányú kommunikáció ütemezéséért felel 10

18 - PHY (Physical Layer): itt valósul meg a moduláció, a kódolások, és a többszörös antennák kezelése. 2.4.ábra Az enodeb-ban megvalósítandó LTE protokollok és vezérlő funkciók [32] A maghálózati oldalon az alábbi fontos új funkcionalitások jelentek meg [6]: - Serving SAE gateway és Public Data Network gateway: egy átjárót biztosítanak a felhasználói adatforgalom számára LTE és nem LTE rendszerek között - PCRF (Policy and Charging Rules Function): QoS biztosítása, és számlázási szolgáltatások biztosítása - HSS (Home Subscriber Server): a felhasználók adatainak, és jogainak tárolására szolgál, olyan mint GSM-ben a HLR és az AuC együtt - MME (Mobility Management Entity): mobilitáskezeléssel kapcsolatos funkciók ellátása 2.5.ábra SAE maghálózat továbbfejlesztések 11

19 Egyéb szempontok Egy költséghatékony és szolgáltatás-hatékony rendszer tervezése során különösen figyelni kell arra, hogy a költségek csökkentése ne okozza a szolgáltatások romlását. E kérdéskör azonban nem csak a rádiós interfészekre, hanem a bázisállomásokra, terminálokra is vonatkozik. Különös figyelmet kell fordítani a rendszerre akkor, ha a felhasznált eszközök több gyártótól származnak. Ezért nagyon szigorú előírások vonatkoznak az interfészekre. A rendszerek bonyolultsága, nagy teljesítménye és sebessége mellett ügyelni kell az alacsony fogyasztásra, a környezeti ártalmak minimalizálására is. 12

20 3. Átviteli módok Mint a legtöbb mobil kommunikációban, az LTE-ben is kétirányú átvitelről beszélhetünk: a termináltól a bázisállomásig tartó uplink, míg a bázisállomástól a készülékig tartó downlink névre hallgat. Az LTE OFDM, vagyis ortogonális frekvenciaosztásos multiplexelést alkalmaz a letöltési, és Single Carrier FDMA vagy más néven DFT-Spread OFDM eljárást a feltöltési kommunikációhoz. 3.1 OFDM alapok [2] A megértéshez, úgy gondolom feltétlenül szükséges, hogy néhány szót ejtsek az OFDM modulációról a [2] hivatkozást segítségül véve. Az OFDM egy többvivős átviteli technika, legfőbb jellemzői, amelyek megkülönböztetik más többvivős modulációtól, a következők: - Az OFDM nagyszámú, kis sávszélességű segédvivőt alkalmaz, melyek száma akár a néhány százat is elérheti, szemben a korábbi megoldásokkal (például a a,b-ben alkalmazott 52 segédvivővel). Látni fogjuk, hogy az LTE-ben ezek az értékek teljesen máshogy alakulnak. 3.1.ábra Négyszögimpulzus idő és frekvenciatartományban [2] - Egyszerű négyszögimpulzus jelalak használata időtartományban, melynek következtében az egyes vivők spektruma sinx/x alakú lesz. (3.1.ábra) - Frekvenciatartományban az egyes vivők szorosan egymás mellett helyezkednek el f távolságra, ahol f=1/tu, Tu pedig az egyes OFDM-szimbólumok átvitelének ideje. (3.2.ábra) E speciális felosztásnak köszönhető egyébként, hogy a segédvivők egymással ortogonálisak maradnak, teljesül a Nyquist feltétel, vagyis ahol az egyik jelnek maximuma van, ott a többinek zérushelye. 13

21 3.2.ábra OFDM segédvivők és távolságuk [2] Moduláció OFDM jel előállítására többféle megoldás létezik. Egy lehetséges megoldást a 3.3.ábra bal oldala mutat be. A modulátor gyakorlatilag N c darab rész-modulátorból áll, minden egyes részmodulátor egy segédvivőnek felel meg. 3.3.ábra OFDM modulátor (bal) és demodulátor (jobb) [2] A komplex alapsávi jel a 3.3.ábra alapján a következő képlettel állítható elő egy adott szimbólumidő alatt: x(t) N 1 c k 0 x k (t) N 1 c k 0 a (m) k e j2 k ft A képletben x k (t) a k-adik segédvivőt jelenti, melynek frekvenciája k* f, és a k a k. vivőre érkező, többnyire komplex átviendő szimbólum (lásd 5.fejezet). Az OFDM modulátor blokkvázlatán látszik, hogy egy OFDM blokkban az N c darab szimbólum időben párhuzamosan kerül átvitelre, ezáltal sebességnövekedés érhető el. Az OFDM segédvivők száma, mint már említettem néhány száz és ezer között mozog, ahol a segédvivők távolsága néhány száz khz-től néhány khz-ig terjedhet. Hogy milyen segédvivő távolságot válasszunk attól is függ, hogy milyen környezeti hatásokkal kell a rendszernek szembenéznie. A segédvivő távolság megválasztása után, a segédvivők számának meghatározása a 14

22 teljes sávszélesség függvényében történik. Például, az LTE-ben a segédvivők távolsága 15 khz, azonban a számuk függ a sávszélességtől, így 10 MHz-es sávszélességnél például N c =600 az alvivők száma, míg 20 MHz-nél ez a szám Az OFDM-nél az ortogonális szó egyébként abból ered, hogy két egymás után következő vivő x k1 (t) és x k2 (t) egy szimbólumidő alatt kölcsönösen ortogonálisak egymásra, vagyis teljesül, hogy: x(t) (m 1)Tu mtu x 1 (t) x k k 2 (t)dt 0, ahol mt u < T u < (m+1)t u Az OFDM esetében a fenti gondolatmenetet gyakran egy idő-frekvencia hálón szokták értelmezni (3.4.ábra). A háló sorai az egyes vivők, oszlopai pedig a különböző szimbólumok, tehát az erőforrás frekvenciában és időben is osztott, egy elemi erőforráshoz (egy segédvivőhöz) egy adott frekvencián egy szimbólumideig férhetünk hozzá [2]. E modulációs technika eléggé robosztus ahhoz, hogy szimbólumközi áthallás-mentesen (ISI) továbbítsunk jeleket nagy sebességgel. A technológia az 1960-as évek közepén alakult ki a frekvenciaosztásos (FDM) multiplexelésből és a párhuzamos adatátvitelből. Jelenleg az egyik legjobban elfogadott, és a legtöbb helyen használt modulációs mód, ezt használják a WLAN, WiMAX, DVB, DAB technológiáknál is [7]. 3.4.ábra Az idő-frekvecia háló Demoduláció A 3.3.ábra jobb oldalán egy egyszerű OFDM demodulátor látható, megfigyelhető, hogy minden segédvivőre egy-egy külön szorzót használunk, melyek lényegében a modulátor inverz műveletei. 15

23 Az OFDM IFFT/FFT-n alapuló implementációja A fenti megoldások azonban viszonylag nehezen implementálhatóak. Valójában, köszönhetően a speciális felépítésnek és a segédvivő távolság meghatározhatóságának, az OFDM lehetővé teszi, egy viszonylag egyszerű implementáció létrehozását, mely az FFT-n (Fast Fourier Transform) alapszik. Hogy ezt megértsük, vegyünk egy mintavételezett OFDM jelet, melyet f s mintavételi frekvenciával mintavételeztünk, ahol f s a segédvivő távolságok sokszorosa, T s a mintavételi idő. (f s =1/T s =N*Δf). N értékét úgy kell megválasztani, hogy az eleget tegyen a Nyquist-féle mintavételi tételnek, vagyis hogy a mintavételi frekvencia nagyobb legyen a jel sávszélességének kétszeresénél. Sajnos azonban az OFDM alapsávi jel sávszélessége végtelen, így a Nyquist feltétel teljesen soha nem fog teljesülni. N c *Δf azonban tekinthető az OFDM jel névleges sávszélességének, mely magában foglalja tehát, hogy N értéke N c értékét, mint egy elégséges határt mindenképpen túl kell, hogy lépje. Ezekkel a feltételekkel, az diszkrét OFDM jel felírható: x n x(nt ) s N 1 c k 0 a k e j2 k fnt s N 1 c k 0 a k e j2 kn/ N N 1 k 0 a ' k e j2 kn/ N, ahol ' a k a k, ha 0, ha 0 k Nc Nc k N Így x n, mint mintavételezett OFDM jel, valójában egy N pontos IDFT (Inverse Discrete Fourier Transform) kimenete, ahol a bemenetet N-N c darab nullával egészítjük ki. 3.5.ábra OFDM megvalósítása FFT-vel Vagyis az OFDM moduláció implementálható úgy, mint egy IDFT transzformáció. (3.5.ábra bal oldala) Hasonlóan az OFDM modulációhoz, szintén egy hatékony FFT lesz alkalmas az OFDM demodulálásához, lecserélve ezzel az N c darab párhuzamos demodulátort (3.5.ábra jobb oldala). Az itt ismertetett OFDM modulációt használjuk az LTE downlink útvonalán. 16

24 3.3. Downlink Felépítés frekvenciatartományban LTE downlink esetében tehát a spektrumot alvivőkre, más néven segédvivőkre osztjuk melyek távolságát megvalósítási okok miatt (3.1 fejezet) tehát f= 15 khz-re választották, ebből következik, hogy a mintavételi frekvencia f s =15000 N IFFT, ahol N IFFT az adó IFFT blokkjainak mérete. Így tehát például nagy sávszélességek esetén (15 és 20 MHz) egy N=2048 méretű IFFT-t használva f s = =30,72 MHz mintavételi frekvencia szükséges, míg egy 5 MHz-es sávszélesség esetén elég egy 512 méretű IFFT, vagyis 7,68 MHz-es mintavételi frekvencia. 2.táblázat LTE downlink paraméterek [8] A fent említett számítások egyébként a 2.táblázatban is ellenőrizhetőek. A táblázatban az alvivők számát N c helyett M-mel jelöltem, hogy majd uplink átvitel esetében is felhasználható legyen. A táblázat többi elemét később definiálom, egyelőre annyit még előrebocsátok, hogy a szimulációs program elkészítését is ez alapján a táblázat alapján végeztem. 2 Frekvenciatartományban a 15 khz-es alvivőket úgynevezett erőforrásblokkokba csoportosítjuk, ahol egy-egy blokk 12 darab alvivőt tartalmaz, így szélességük összesen 180 khz lesz. Mindezek mellé még egy DC vivőt is elhelyeznek. Tehát egy teljes downlink vivőn a segédvivők száma = 12 erőforrásblokkok száma + 1. Egy ilyen downlink vivő legalább 6, de akár 2 Az eredeti [8] forrás szerint az alkeret hossz 0,5 ms ami egyértelműen hibás adat volt, ezt a fenti számítások és [2] is igazolja. 17

25 100 blokkból is állhat. (100 blokk esetén: khz = 18 MHz sávszélesség, ez felel meg a 20 MHz-es spektrum allokációnak). Az erőforrásblokkok és a frekvenciatartománybeli felépítés a 3.6.ábrán látható. 3.6.ábra Downlink frekvenciatartományban, erőforrásblokkok [2] Felépítés az időtartományban A 3.7 ábrán látható az LTE rádiós kereteinek időtartománybeli felépítése: 3.7.ábra Downlink időtartomány [2] Egy teljes rádiós keret hossza 10 ms, mely 10 alkeretből áll, ezek hossza egyenként 1 ms. Továbbá 1 alkeret, két, egyenként 0,5 ms ideig tartó slot-ból áll. Az egyes slotok felépítése pedig attól függ, hogy downlink, vagy uplink útvonalról van-e szó. Egy 15 khz-es vivőtávolság 1/ f=66,7 µs hasznos szimbólumidőnek felel meg. Egy teljes OFDM-szimbólumidő azonban a ciklikus prefix időtartamával egészül ki. (A ciklikus prefix valójában egy szimbólum végének ismétlését jelenti a blokk elején.) A többutas terjedés kiküszöbölése érdekében használják [9]. Az LTE kétféle ciklikus prefixet is definiál (normál és bővített). A hosszabb prefixet akkor használják, amikor a csatorna késleltetés szórása nagy, hossza a szimbólumidő 20%-a. A normál ciklikus prefix időtartama a teljes szimbólumidő 18

26 kb. 6%-a, továbbá mindkét verzióra igaz, hogy az első blokkhoz tartozó prefix hosszabb, mint a többi. Ebből következik, hogy egy slotban 6 vagy 7 szimbólum fér el, attól függően, hogy bővített, vagy normál ciklikus prefixet alkalmaznak. Normál ciklikus prefix esetén az első blokk ciklikus prefixének hossza 5,21 µs, míg a többi blokké 4,7 µs. Így kis számolással: 5,21 µs + 6 4,7 µs ,7 µs = ~ 500 µs = 0,5 ms, ami pont egy slot hossza [2]. (3.7.ábra) Frekvencia-idő háló Egy vivőn a kereteken belüli alkeretek uplink és downlink irányú kommunikációra is alkalmasak, FDD esetén egy minden alkeretet vagy csak uplinkre, vagy csak downlinkre használnak. TDD esetén pedig minden keret 0. és 5. alkerete kötelezően downlink (szinkronizációs célokat szolgál), a többi alkeret kiosztása tetszőleges, és többféle megoldás létezik. A 3.8.ábra sorai az egyes vivőket jelentik, oszlopai pedig az alkereteket. 3.8.ábra Az uplink és downlink vivő kiosztás FDD és TDD esetben [2] Az érthetőség kedvéért, megpróbálom összefoglalni a fentieket. Az LTE downlink esetében tehát a sávszélesség erőforrásblokkokra van felosztva, melyek hossza 180 khz. Egy erőforrásblokk 12 db segédvivőt tartalmaz, és egy segédvivőn 0,5 ms, azaz a slot ideje alatt 7 darab OFDM szimbólum érkezik a ciklikus prefixszel. Ennek illusztrálására készült a 3.9.ábra. Az LTE-ben az OFDM alapú többszörös hozzáférést, OFDMA-t alkalmaznak. Az alapvető különbség az, hogy OFDM esetben a közeg időben van megosztva, az éppen adó felhasználó minden segédvivőn ad, OFDMA esetben pedig a közeg frekvenciában és időben is meg van osztva, azaz különböző felhasználók különböző, egy előfizetőhöz nem szükségképpen folytonos sávot alkotó frekvenciatartományokat használhatnak egy időben [11]. (3.9.ábra jobb oldala). 19

27 3.9.ábra Az idő-frekvencia háló downlink esetében [2],OFDM és OFDMA [11] A csatornakódolással, a referenciajelekkel, vezérlőjelekkel, ütemezéssel nem fogok foglalkozni, ugyanis a továbbiak megértéséhez nem szükséges Uplink Most pedig térjünk rá az uplink átvitelre. A downlinknél alkalmazott OFDM egyik legnagyobb hátránya a pillanatnyi jelteljesítmény nagymértékű ingadozása [8], tehát a magas PAR (Peak-to Average power Ratio) érték. Minél kisebb ugyanis egy továbbított jel PAR értéke, annál nagyobb átlagos teljesítmény adható az erősítő bemenetére. Ehhez azonban drága, és korántsem annyira hatékony erősítőkre lenne szükség. Mivel azonban feltöltés esetén az adó a mobilkészülék, fontos szempont a költséghatékonyág, és figyelembe kell venni, hogy csak kis teljesítménnyel adhatunk ábra Adó és vevő egység felépítése [8],[10] Az uplinknél ezért DFT-Spread OFDM eljárást alkalmaznak (az LTE-ben ezt SC-FDMA-nak hívják), mely lényegében hasonló minőséget és flexibilitást garantál. A 3.10.ábrán látható az adó és a vevő egység. A jel előállítása downlink esetben az uplinktől annyiban tér el, hogy nincsen M méretű transzformáció, az ábrán ez is jelölve van. 20

28 Az adó működése Ahogyan a 3.10.ábrán is látszik, SC-FDMA, vagyis uplink esetében az adó esetében az elküldendő szimbólumok először egy M-pontos DFT blokk bemenetére kerülnek, ahol a bemeneti szimbólumok is M méretűek. E transzformáció kimenete egy N méretű IDFT blokk bemenetére kerül, ahol N>M. Ezek az értékek a 2.táblázatból származnak, fontos azonban megjegyezni, hogy ez nem előírás, csak ajánlás. Ha M értéke N értékével megegyezik, akkor gyakorlatilag hatásuk elenyésző, ellenkező esetben, ha N>M, akkor a kimenő jel egyvivős tulajdonságokkal fog rendelkezni, ami maga után vonja azt, hogy a kimenő jel teljesítménye nem fog olyan mértékben ingadozni, mint OFDM esetben. Az M méretű adatblokk elhelyezése az N bemeneten, többféle módon történhet. Lehetőség van ugyanis localized (folytonos), vagy distributed (szétszórt) átvitelre is. Előbbi esetben az M méretű kimenet egy tömbben kerül az N bemenetre, utóbbi esetben pedig szétszórva. Az LTE-ben a localized verziót használják, méghozzá úgy, hogy az N méretű IDFT bemenetének elejére kerül az M pontos DFT kimenete. Az M és N méretét kettő hatványaiként célszerű megvalósítani a Fourier transzformáció hatékonysága érdekében. Valójában azonban M értékét 2,3 és 5 szorzataként állítják elő. A DFT és IDFT blokkok után a korábban leírt módon a szimbólumok végének egy részét a blokk elejére illesztjük (ciklikus prefix hozzáadása). Ezzel előállítottuk az adó egység kimenetét [2] A vevő működése A vevő felépítése gyakorlatilag az adó inverze. A bemenetére érkezett jelekről először eltávolítja a ciklikus prefixet, majd először egy N méretű DFT művelet következik, melynek kimenetén egy M pontos IDFT blokk várakozik. A transzformáció robosztussága miatt, kis zaj értékeknél tökéletesen visszaállítható az eredeti jel Frekvenciatartománybeli és időtartománybeli elhelyezkedés Uplink esetében a tervezés során nagy figyelmet fordítottak arra, hogy a paraméterek, használt eljárások a downlinkkel nagy hasonlóságot mutassanak. DFTS-OFDM esetén is beszélnünk kell tehát az idő és frekvencia szerinti felosztásról. A feltöltési útvonalon is f=15 khz-re választották a segédvivők távolságát, és egy erőforrásblokk itt is 12 segédvivőből áll, annyi különbséggel, hogy nem rendelkezik DC komponenssel, így a vivők száma = 12 erőforrásblokkok száma. N és M értékének megválasztása itt is az 2.táblázat alapján történik, annyi eltéréssel, hogy a táblázat alvivők számára vonatkozó sora itt a DFT blokk M értékét jelenti. Időtartományban is nagyon hasonló felépítésre lehetünk figyelmesek. Itt is, ahogyan az 3.7.ábrán látszik egy keret 10 darab 1 ms-ig tartó alkeretből, ezek pedig két slotból állnak, melyek hossza 0,5 ms. A ciklikus prefixre a többutas terjedés miatt itt is szükség van, hosszuk a downlinknél definiált. 21

29 4. Jelenlegi eredmények A világon a szolgáltatók közül elsőként a Deutsch Telekom (DT) T-Mobile üzletága végzett LTE bemutatókat a Nortel segítségével [20] októberében Bonnban, a DT épületének tetejére helyezték el az adókat, és egy 4 kilométeres utat tettek meg egy mérőautóval, benne az LTE vevőegységekkel. A tesztkörnyezet 2,1 GHz-en működött és megpróbáltak valósághű viszonyokat előidézni, tehát változtatták az autó sebességét, és a különböző állomások között tesztelték a handoverek (átlépés az egyik állomásról a másikra megszakadás nélkül) sikerességét is. A mérőautó ugyan tetőtéri antennákat használt, valamint vegyük figyelembe, hogy a teljes sávszélességet egy user használta, mindezek ellenére is szép eredmény, hogy letöltési oldalon több mint 130Mbps, feltöltési oldalon pedig 44 Mbps sebességet produkált a rendszer [21]. A demó a 2008-as CeBIT-en került bemutatásra és videón is megtekinthető a [22] hivatkozáson. Egyes vélemények szerint valódi helyzetben azonban az LTE bevezetésekor egy előfizető számára jó, ha 20 Mbps lesz a legmagasabb letöltési sebesség december 9-én a világon elsőként az LG készített hordozható LTE modemet [23], mely 60Mbps letöltési és 20Mbps feltöltési sebességre képes, így egy CD méretű film letöltése kevesebb mint egy percig tart. A tesztet Koreaban, egy Windows Mobile eszközön hajtották végre, az elkészített chip mm volt szeptember 17-én pedig a Nokia Siemens Networks hajtotta végre a világ első kereskedelmi LTE hanghívását október 15-én pedig az Alcatel Lucent cég jelentette be CoMP (Coordinated Multipoint Transmission) technológiáját, melynek lényege, hogy a több antennáról érkező jelek összehangolásával és egyesítésével a terminálok attól függetlenül rendelkeznek nagy sebességgel, hogy az LTE-cella közepénél vagy a cella szélén tartózkodik a felhasználó [25]. Jól látható, hogy szinte havonta látnak napvilágot új fejlesztések, és ahogy Joachim Horn, a T- Mobile International egyik műszaki vezetője fogalmazott [21]: A valódi mobil szélessáv a küszöbön van, és a növekedés folytatódik, 2010 pedig az LTE éve lesz. Az Európai Unió 2004 és 2007 között 25 millió euróval támogatta az LTE-alapú negyedik generációs (4G) mobilhálózatokat megalapozó kutatásokat, jövőre pedig további 18 millió eurót fordít erre a célra. Az LTE és a WiMAX közötti küzdelemben az LTE azonban egy újabb löketet kapott, amikor november 5-én a világ 12 vezető telekommunikációs vállalata, az AT&T, az Orange, a Telefonica, a TeliaSonera, a Verizon, a Vodafone, az Alcatel-Lucent, az Ericsson, a Nokia Siemens Networks, a Nokia, a Samsung Electronics és a Sony Ericsson elfogadta és véglegesítette az LTE szabványokat [24]. 22

30 4.1. Éles környezetben végzett tesztek eredményei [33] E rövid szakaszban egy valódi LTE tesztkörnyezet eredményeit közlöm [33] alapján. E tanulmány szerint, jelenleg (2009-ben) nem az a kérdés, hogy az LTE/SAE megjelenik-e majd a mobilpiacon, hanem csupán az, hogy mikor és hogyan kerül bevezetésre. A Nokia Siemens Networks volt az első cég a világon, aki élő közvetítést demonstrált LTE hálózaton 2006 novemberében, továbbá szintén elsők voltak többfelhasználós környezet tesztelésében, ezért az általuk publikált eredményeket mutatom be. Az említett dokumentum három különböző kísérletet említ: - (1) az elsőt a müncheni egyetemen lévő bázisállomás 300 méteres környezetében végezték, - (2) majd szélesebb körben egy 1 kilométeres, közutakon zajló tesztet hajtottak végre, - (3) végül a berlini bázisállomások 4 kilométeres környezetében dolgoztak. Az első két tesztet egy készülékkel végezték, a harmadikat több készülék párhuzamosan történő felhasználásával: ilyenkor két készülék volt a mérőautóban, egy pedig fix helyen Tesztkörnyezet A tesztkörnyezet (4.1.ábra) többek között LTE bázisállomásokból, GPS vevőkből és több notebook-ból állították össze, utóbbiak alkalmazás szerverként és kliensként is funkcionáltak. A készülékek lehetővé tették, hogy a mérnökök különféle megoldásokat (SISO, MIMO) is kipróbálhassanak. 4.1.ábra A Nokia Siemens Networks LTE tesztkörnyezete, és a müncheni állomás [22] Eredmények A müncheni (1) teszt esetén (Campus Route) 20 MHz-es sávszélességet használtak 2,6 GHzen, 2 2-es MIMO antennarendszerrel. A moduláció típusát az adott csatorna határozta meg. Tudni kell, hogy az egyetemi épületek méter magasak, és két 5-8 méter magas fasor található az út szélén. 900 méteres szakaszt tettek meg úgy, hogy méter távol maradjanak a bázisállomástól. E teszt célja a városi környezet okozta visszaverődések, árnyékolások miatti 23

31 alacsony sebesség vizsgálata volt. A 4.2.ábra bal oldalán látható a teszt eredménye: a keskeny utak és a közeli nagy épületek miatt a letöltési sebesség erősen ingadozott Mbps között viszonylag alacsony vezetési sebesség mellett is. Csak néhány helyen mértek 140 Mbps-os sebességet. 4.2.ábra müncheni teszteredmények (1) és (2), [22] A következő (2) esetben (Wide Area Route) már egy kicsit más volt a helyzet. Az épületek méter magasak voltak, sűrűségük közepesnek volt mondható: tipikus külvárosi körülményeket idéztek elő. A tesztet forgalmas környezetben hajtották végre, km/órás átlagsebesség mellett a letöltési sebesség Mbps között ingadozott. A müncheni (3) teszt során (Long Distance Route) a cél a szinkronizáló mechanizmusok robosztusságának vizsgálata volt. Az út során az épületek méter magasak voltak, és volt egy park is 1 kilométerre az állomásoktól, ahol csak fák borították a terepet. 4.3.ábra berlini állomások és eredmények (3) [22] A 4.3.ábrán látszik (lila görbe), hogy a szinkronizáció az állomásokkal folyamatosan működött és a sebesség soha nem esett 1 Mbps alá, mely robosztus átvitelnek mondható. A teszt során az ütemező (scheduler) váltogathatott a MIMO és SISO átvitel között, ezért a két másik görbe. 24

32 5.Tervezési lépések 5.1. Specifikáció Szakdolgozatom során a korábbi fejezetekben ismertetett uplink átvitelt próbálom MATLABban megvalósítani. A szimuláció során az 2.táblázat adatait veszem alapul, bár használhattam volna más értékeket is, az első Release-ek azonban valószínűleg ezeket az értékeket veszik majd alapul [8]. Az LTE az IMT-2000-s frekvenciasávban az MHz-et használja uplink átvitelre. (2.2.ábra) Maximum azonban 20 MHz sávszélességet birtokolhat, amit a szolgáltatást éppen használó felhasználók között oszt szét. Mindenképpen célszerű úgy elkészíteni a megvalósítást, hogy külön függvény legyen az adó és külön a vevő egység. Ezáltal későbbi célokra is felhasználható majd. Munkám során nem veszem figyelembe a különböző erőforrás menedzselő algoritmusokat, mellyel részletesen a [2] szakirodalom foglalkozik, feltételezem, hogy az algoritmus már eldöntötte, hogy melyik user mekkora sávszélességet birtokolhat. A teljes sávszélesség azonban állítható paraméter. Nem adok lehetőséget tetszőleges adat átvitelére, a rendszer véletlenszerű adatokat fog generálni a különböző modulációs technikáknak megfelelően: QPSK, 16QAM, 64QAM. A kvadratúra-amplitúdó moduláció (QAM) egy olyan eljárás, ahol az információt a vivő fázisának és amplitúdójának változtatásával viszik át. Ez a valóságban a jel különböző fázisú és amplitúdójú szinuszos taggal való szorzását jelenti. Az eljárás értelmezhető komplex számokkal is, ilyenkor e két jellemző egy komplex számot határoz meg, az így kapott értékeket pedig egy ún. konstellációs diagramon szokás ábrázolni (5.1.ábra). A QPSK, más néven 4QAM egy speciális eset, ilyenkor ugyanis az amplitúdó nem változik, viszont négyféle fáziseltolás lehetséges: 45, 135, 225 és 315 fokos. A jel tehát egy fázisváltozásra két bit információt tud továbbítani. Az LTE-ben mindhárom modulációs eljárás használható, azonban minél sűrűbb a konstellációs diagram, annál érzékenyebb az átvitel a zavarokra. 5.1.ábra Konstellációs diagramok különböző QAM modulációknál. 25

33 A szimuláció során figyelembe veszem a többutas terjedést, tehát hogy egy jel a valóságban például az épületekről, környezetről visszaverődve kisebb amplitúdóval de szuperponálódik az eredeti jelre, további zajt okozva. A programban az eredeti jelúton kívül két másik útvonal paraméterezhető, a késleltetett minták számával és az amplitúdó százalékban kifejezett értékével. Továbbá figyelembe veszem, hogy a levegőben egyéb zavarjelek is jelen vannak. A szakdolgozat során Gauss-zajt adok hozzá a jelhez a zavarok szimulálásához. Gauss zajnak azt nevezzük, amikor a zaj pillanatnyi amplitúdó eloszlása a Gauss féle valószínűség-eloszlást követi, a valóságos zajok többsége ilyen [26]. Egy további paraméter pedig az M méretű blokkok N méretű bemeneten történő elhelyezéséből fakad, ahol N>M. Megadható lesz, hogy a blokk az N számú bemenet elején, közepén, vagy végén helyezkedjen-e el. 5.2.ábra Megvalósítandó függvények Mindezek alapján tehát három függvényt készítettem: egyet az adó, egyet a vevő és egyet az ezeket összefogó célra, mely a több user kezelésére lesz alkalmas. Az elgondolás, és a függvények neve az 5.2.ábrán látható. Nézzük meg először az adó felépítését! 5.2. Az adó Az adó függvény lteuplink_v6_transmitter() névre hallgat, és bemenő paraméterei: a moduláció típusa (modulationtype), az adott felhasználónak kiosztott sávszélesség MHz-ben (bandwidth_mhz), az adott user-re vonatkozó jel-zaj-viszony (snr), a blokkok elhelyezésére vonatkozó paraméter (wherelocal), valamint az első (firstamp,firstoffset), és a második jelút (secondamp,secondoffset) amplitúdója százalékban és a késett minták száma. A knum paraméter itt még nem játszik szerepet. 26

34 Az első néhány sorban az 2.táblázat alapján definiálom a paramétereket. Az N az IFFT, az M pedig az FFT blokk mérete adó oldalon. Itt adom meg a ciklikus prefix hosszakat is. A program lényegi része 3 darab switch elágazással kezdődik, mely a megadott paraméterek függvényében eldönti a moduláció típusát, a sávszélességet, és az elhelyezési módszert. A most következő forráskód-részlettel pedig az egyes modulációknál előfordulható értékeket definiálom az 5.1.ábrának megfelelően: if modulation == 'QPSK_' possible_values = [-1,1]; end if modulation == '16QAM' possible_values = [-3,-1,1,3]; end if modulation == '64QAM' possible_values = [-7,-5,-3,-1,1,3,5,7]; end A program ezekből az értékekből fog véletlenszerű adatokat generálni a MATLAB randi() függvényének segítségével. A függvény M hosszú vektort illetve komplex számokat állít elő. A megvalósítás során végig arra törekedtem, hogy minél több függvényt rajzoljak ki, hogy szemmel is jól látható legyen az átvitel minősége és az egyes elemek szerepe. Ezért például egy ábrán megjelenítem az előállított szimbólumok valós részét is, mert kis sávszélesség esetén még szabad szemmel is látható, hogy mennyire jól sikerült visszaállítani a kapott jeleket az eredeti jelhez képest. Mivel az átviendő 7 OFDM blokk közül az elsőhöz más ciklikus prefix érték tartozik, mint a többihez, valamint a látványosságra is törekedve, az első blokkot külön állítom elő. Magukat a szimbólumokat az alltransmittedsymbols változóban folyamatosan gyűjtöm, hogy majd a szimuláció végén egyszerűen lehessen bithiba arányt számolni. Az első blokk megvalósítása, hála a MATLAB-nak, csupán egy sor: fftedsamples=fft(firstsamples,bandwidth.m). Ezután lefoglalok és nullákkal töltök fel egy N méretű vektort, ebben fogom elhelyezni az M szimbólumot. Egy pillanatra visszatérve a programkód elejére az alábbi részletnél látható, hogy a wherelocal paraméter függvényében hogyan fogom elhelyezni az M szimbólumot az N bemeneten. switch wherelocal case 1 from = 1; to = bandwidth.m; case 2 from = bandwidth.n/2-bandwidth.m/2+1; to = bandwidth.n/2+bandwidth.m/2; case 3 from = bandwidth.n-bandwidth.m+1; to = bandwidth.n; end Ezért használom a firstinfo(from:to) = fftedsamples(1:bandwidth.m) megoldást, amely a from és a to változók közé illeszti a szimbólumokat. A blokk elhelyezésének módjáról 27

35 szintén készül egy ábra, majd végrehajtom a második műveletet, vagyis az N-pontos IDFT transzformációt. Ezután egy egyszerű másolási technikával az N méretű blokk végéről egy ciklikus prefix hosszúságú részt a vektor elejére illesztek. Fontos megjegyezni, hogy ilyenkor még a bandwidth.firstshortcplength változóról van szó, hiszen most az első szimbólum előállítását végezzük. A következő for ciklus lényegében a fenti műveleteket 6-szor megismétli, annyi eltéréssel, hogy immáron a többi blokkra vonatkozó ciklikus prefixszel számol. Az itt előállított szimbólumok szintén hozzáfűzésre kerülnek az alltransmittedsymbols változóban. A ciklus lefutása után az allsamples vektorban eltárolom mind a 7 blokkot a ciklikus prefixekkel a transzformációk után, majd ábrázolom az összes átviendő szimbólumot és e 7 blokkot is. Ezután következik a Gauss-zaj hozzáadása. A MATLAB rendelkezik egy erre alkalmas awgn nevű függvénnyel, mely ráadásul komplex számokkal is együttműködik, paramétere pedig egy SNR érték: noisedsamples=awgn(allsamples,snr,'measured'); Az SNR-t (Signal-to-Noise Ratio) magyarul jel-zaj viszonynak szokták említeni, és az adott jel és a külső zaj teljesítményének (vagy amplitúdó négyzetének) hányadosát jelenti, egy viszonyszám, mértékegysége db (decibel). A megadott firstamp paraméter azt jelenti, hogy az eredeti jel amplitúdójának ennyi százaléka fog hozzáadódni az eredeti jelhez úgy, hogy közben a jel firstoffset mintát késik. Ugyanez igaz a second~ kezdetű paraméterekre, csak lehetőség van még egy jelút megadására. Készítek egy olyan ábrát, ahol világoskék színnel jelölöm az eredeti jelet és feketével a többutas terjedésből származó zajt, majd egy olyat, ahol a minden zajjal ellátott jel valós része látható A vevő A vevő (lteuplink_v6_reciever) felépítése a működésből adódóan az adóhoz hasonló. Paraméterei: a zajos 7 blokk (noisedsamples), az összes elküldött szimbólum (alltransmittedsymbols), a moduláció típusa (modulationtype), a sávszélesség MHz-ben (bandwidth_mhz), valamint a blokkelhelyezés paramétere (wherelocal). Az első sorokban itt is a paramétereket definiálom az 2.táblázat szerint. Első hasznos lépésként először megint csak az első OFDM blokkal fogok foglalkozni, egészen pontosan levágom az elejéről a ciklikus prefixet, majd ábrázolás után végrehajtok rajta egy N pontos DFT-t. Ekkor egy olyan vektort kapok, melynek egy bizonyos része tartalmaz hasznos adatot, a többi része pedig nullához közeli értékekkel van kitöltve. A hasznos adaton így végre tudom hajtani az M pontos IDFT-t. Ezek után a fogadott szimbólumokat egy konstellációs diagramon ábrázolom. Zajos esetben nagyon jól fog látszani, hogy milyen szóródással érkeztek meg az elküldött szimbólumok. 28

36 Most ismét egy tömör for ciklus következik, ahol a fenti lépéseket elvégzem a többi blokkra is. E lépések során minden fogadott szimbólumot az allrecievedsymbols vektorban tárolok, a későbbi bithiba számítás érdekében. Ezután következik 3 egymásba ágyazott for ciklus: newallrecievedsymbols=zeros(bandwidth.m*bandwidth.numofblocks,1); old = allrecievedsymbols; for k=1:(bandwidth.m*bandwidth.numofblocks), dist = 20; for x=1: length (possible_values), for y=1: length (possible_values), newdist = sqrt((possible_values(x)- real(allrecievedsymbols(k)))^2 + (possible_values(y)- imag(allrecievedsymbols(k)))^2 ); if newdist < dist dist=newdist; newallrecievedsymbols(k)=1*possible_values(x)+i*possible_values(y); end end end end allrecievedsymbols = newallrecievedsymbols; A fenti algoritmus Descartes-távolságok és egy minimumkeresés segítségével megpróbálja eldönteni, hogy a zavarokkal átjött szimbólumok valójában milyen adatot hordoztak volna. Gyakorlatilag minden fogadott szimbólum esetén kiszámolom, hogy az milyen messze van a hibátlan szimbólum értékektől, majd a kapott távolságok közül kiválasztom a legkisebbet, és feltételezem, hogy ezt a szimbólumot küldtük. A visszaállítás után egy újabb konstellációs diagramot rajzolok. Ezután az itt látható sorokkal megszámolom, hogy hány hibás szimbólum keletkezett, majd elosztom a szimbólumok számával, így kapom meg a bithiba arányt. Mostanra világossá vált, hogy miért volt szükséges eltárolni az összes küldött és fogadott szimbólumot. numbad=0; for k=1:size(allrecievedsymbols,1), if (allrecievedsymbols(k)-alltransmittedsymbols(k)) ~= 0 numbad=numbad+1; end end biterror=numbad/size(allrecievedsymbols,1)*100; 29

37 5.4. A teljes rendszer A teljes rendszer működéséhez egy keretre volt szükség. Ez a keret pedig nem más, mint egy lteuplink_v6_full() névre hallgató függvény. A függvény bemenő paraméterei a moduláció típusa, (modulationtype), az LTE uplinkre használt teljes sávszélessége (full_bandwidth_mhz), a felhasználók adatai egy vektorban (users), továbbá egy overallsnr. A felhasználók egy vektorban adhatók meg. Például [ ; ] azt jelenti, hogy két felhasználónk van, az első 10 MHz sávszélességet kap, 10 db a jel-zaj viszony, az M blokk az N bemenet elejére (1) kerül, valamint az eredeti jelút mellett egy 1%-os amplitúdójú, 1000 mintával késő, és egy 0,4%-os amplitúdójú, 31 mintával késő jel is rákerül az átvitelre. A másik felhasználó 5 MHz sávszélességgel rendelkezik, 7 db a jel-zaj viszony, az M blokk az N bemenet közepére (2) kerül, és csak egyutas terjedés van. A teljes csatornára még egy overallsnr értékkel meghatározott plusz Gauss-zaj is rákerülhet. A program csak akkor fut le, ha a usereknek kiosztott sávszélességek megegyeznek a full_bandwidth_mhz értékkel A program működése a gyakorlatban Ebben a fejezetben egy felhasználóval, egy adott tesztkörnyezetet használva lefuttatom a programot, így a grafikonok segítségével érthetővé válik annak működése. A bemutatást az alábbi függvényhívással fogom megtenni: [noised,symon,back]=lteuplink_v6_full(16,10,[ ],100); Értelmezve a paramétereket, egy darab 16QAM modulációt és 10 MHz sávszélességet használó userről van szó, az eredeti jelúton kívül két, egyenként 1 és 3 % - kal kisebb amplitúdójú jel is megjelenik, melyek 1000 és 300 mintával késnek. Továbbá a jel egy 7 db jel-zaj viszonyú csatornában Gauss-zajjal szuperponált, illetve az M méretű blokkot az N bemenet elejére helyezzük el. Az utolsó paraméter a teljes csatornára még egy Gauss-zajt tenne rá, ha 100 db a jel-zaj viszony, tehát hatása majdnem hogy elenyésző. Nézzük először az első két grafikont! A bal oldali ábrán (5.3.) a 16QAM jelek valós részét, tehát az -3,-1,1,3 értékek valamelyikét láthatjuk, míg jobb oldalon 10 MHz esetén az M=600 pontos DFT utáni állapotot látjuk, méghozzá az N bemenet elejére helyezve, N>M. 30

38 3 Symbols of first block - real part 200 first symbol (real part) after FFT and mapping amplitúdó f [*15kHz] 5.3.ábra Átvitt szimbólumok, és egy DFT utáni blokk. 4 first symbol after IFFT 5 The 7 samples with CP s, real part 3 4 amplitúdó amplitúdó T [mintav] T [mintav] 5.4.ábra IDFT után és a teljes csatorna A következő két ábrán (5.4) az N=1024 méretű IDFT hatását figyelhetjük meg, majd a jobb oldali ábra már az előző műveleteket hétszer elvégezve és a ciklikus prefixeket is hozzáadva a teljes csatornát mutatja, még mindenféle zaj nélkül. Az 5.5.ábra bal oldala egy nagyított verzió, jól látszik rajta az eltérő színek használata miatt a többutas terjedésből adódó zaj, illetve a jobb oldali ábrán már a teljes csatorna az előzőeket figyelembe véve, és a Gauss-zajt rátéve jelenik meg. 5 Multipath fading 5 The 7 samples with CP s, real part with Gaussian White Noise amplitúdó amplitúdó T [mintav] T [mintav] 5.5.ábra Többutas terjedés és Gauss-zaj 31

39 Ezután következik egy zöld színnel ábrázolt görbe, ami a több felhasználót is figyelembe veszi, azonban most csak egy usert állítottunk be, így megegyezik az 5.5.ábra jobb oldalával. 5 first block without CP 200 first block after N-point DFT amplitúdó amplitúdó T [mintav] f [*15kHz] 5.6.ábra Az első fogadott szimbólum és a DFT utáni jel Az 5.6.ábra bal oldalán a zajok és zavarok ellenére megérkezett első hasznos szimbólum látható, jobb oldalon pedig az N pontos DFT utáni állapot. Az 5.6.ábra jobb oldala az 5.3.ábra jobb oldalával kellene, hogy megegyezzen tökéletes átvitel esetén. Ugyanez igaz az 5.6.ábra bal oldala az 5.4.ábra bal oldala közötti kapcsolatra. Az 5.7.ábra bal oldala pedig már a zajos szimbólumokat ábrázolja. Az 5.7.ábra jobb oldala egy konstellációs diagramot ábrázol, melyen nagyon jól látszik, hogy milyen rossz állapotban érkeztek meg a szimbólumok. Hibátlan átvitel esetén itt az 5.1.ábrához hasonló mintát kéne látnunk. first block after M-point IDFT - so ORIGINAL FIRST SYMBOLS BUT WITH NOISE 6 first block after M-point IDFT - so ORIGINAL first symbol in a constallation diagram amplitúdó 0 Im T [mintav] Re 5.7.ábra IDFT utáni állapot, és a konstellációs diagram A program a futás végén kiírja a következő adatokat: ALL USERS, OVERALL BER Bad symbols recieved: 1124 All transmitted symbols: 4200 BER: 2.68e+001 % 32

40 Az itt látható számértékek megmutatják, hogy az összes felhasználó esetén mennyi volt az átvitt szimbólumok száma, és ebből hány érkezett hibásan a vevőhöz. Egy egyszerű százalékszámítással pedig a BER (Bit-Error-Ratio) értéket is kiszámolom, melyről bővebben a szimulációk ismertetése során írok. 33

41 6. Grafikus felhasználói felület tervezése 6.1. MATLAB grafikus felület Általában a grafikus felületek célja, egy program használatának megkönnyítése, áttekinthetővé tétele. Egy GUI (Graphical User Interface) olyan elemekből épül fel, melyeket már minden számítógép-felhasználó ismer: menük, szövegdobozok, táblázatok, fülek, listák vagy gombok. Mivel az általam írt szimulációs program futtatása függvényhívásokkal igen körülményes, és kicsit nagyobb számítógép felhasználói ismereteket igényel, ezért szükségét éreztem egy grafikus felhasználói felület megtervezésének. Nem beszélve arról, hogy függvényhíváskor egyszerre sok grafikon is kirajzolódik, nincs lehetőség választásra, ezáltal áttekinthetetlenné válik a szimuláció. A MATLAB az 5. verziójától kezdve támogatja az ilyen felületek elkészítését, így nyilvánvalóvá vált, hogy ezt a módszert fogom használni munkám során. 3 A MATLAB-ban megvalósított guide program nagyban megkönnyíti a tervezést, és az eseményvezérelt programozást. A guide indítása az alábbi kóddal történik MATLAB-ból: >>guide E programmal egy egyszerű felületen keresztül hozzáadhatjuk az ablakhoz a használni kívánt grafikus elemeket, ezt a fájlt pedig egy később tovább szerkeszthető (*.fig) fájlba menthetjük el. A guide ehhez a fájlhoz generál még egy *.m kiterjesztésű keretrendszer szkriptet is, mellyel a felületet vezérelhető, így csak feladat specifikus kódokat kell majd nekem írni [28]. A grafikus szerkesztőből jobb egérgombbal pedig egyszerűen beilleszthető az egyes elemek inicializáló függvényének (Callback, CreateFcn, lásd később) fejléce a kódba. Egy elem beillesztése után arra kettőt kattintva jelenik meg az adott elem tulajdonságait leíró ablak (6.1.ábra). A MATLAB által generált *.m fájlból az egyes elemeket egy objektum azonosítón keresztül lehet elérni. Ezért minden egyes elemhez egy egyedi nevet kell hozzárendelni, e paraméter a Tag. Így például ha egy szöveges mező Tag-je szoveges, akkor értékét függvényből az alábbi sorral kérdezhetjük le. (A második sor a módosításra használható.) 6.1.ábra Property Inspector 3 Jelen felület MATLAB R2008b verzióval készült, így elképzelhető, hogy korábbi kiadásokkal nem fog megfelelően működni. 34

42 ertek = get(handles.szoveges,'string'); set(handles.szoveges,'string',ujertek); Látható, hogy minden elem a handles objektum része. Valójában a handles egy különleges tömb mely a grafikai felület megnyitásakor generálódik, és minden grafikai elemről tartalmaz egy ún. pointert, aminek segítségével lekérhetjük az elemek állapotát, és meg is változtathatjuk azokat [29] A felület megtervezése A grafikus felület elkészítése során arra törekedtem, hogy a lehető legtöbb paraméter állítható legyen, és kiválasztható legyen, hogy éppen melyik grafikonra vagyunk kíváncsiak. További fontos feltétel volt, hogy egyszerűen kezelhető felületet alkossak. Ezek alapján a felületet úgy terveztem meg, hogy állítható legyen: a moduláció típusa, a teljes sávszélesség, a userek száma, és azok sávszélessége, jel-zaj viszonya és egyéb paraméterei táblázatszerűen, továbbá kiválasztható legyen, hogy melyik grafikont szeretnénk ábrázolni. Cél még, hogy az alkalmazás BER-görbe kirajzolására is alkalmas legyen. Ezek alapján a grafikus felületet a guide programmal megtervezve a 6.2.ábrán látható ablakot készítettem el. 6.2.ábra LTE uplink szimulátor grafikus felület A grafikus felület láthatóan tartalmaz rádiógombokat a moduláció és sávszélesség kiválasztásához. Ahhoz hogy egy csoportba foglalhassam őket egy ButtonGroup-ot (egy panelt) kellett létrehozni, és erre ráhúzni őket. 35

43 A legördülő lista, mely az egyes grafikonok neveit tartalmazza esetén az értékeket egyszerű volt megadni (String attribútum), egy-egy sor kiválasztása esetén annak sorszáma lesz a visszatérési érték. Az egyes felhasználók adatainak felvitelére egy táblázatot használok, melynél előzőleg beállítom a sorok és oszlopok számát, a mezők fejlécének nevét és a mezők típusát. A táblázat melletti userek száma megadása után az OK gombra kattintva, annyi sora lesz a táblázatnak, ahány felhasználó van. Található még két axes elem a felületen, az egyikben az LTE logót importálom be, a másikban fogom az egyes ábrákat kirajzolni. A felülethez hozzárendelt szkript megírása viszonylag bonyolult feladat, mivel olyan függvényeket hívok meg, amelyek további függvényhívásokat tartalmaznak, és ezeknek is el kell tudni érnie a grafikus elemeket. Ezért a függvényhívások során a handles objektumot is át kell adnom paraméterként. A grafikus elemek beillesztése után minden elemhez beillesztem a CreateFcn és egy Callback nevű függvényeket. Előző a gui inicializálásakor, utóbbi az elem változásakor hívódik meg. A legtöbb elemnél ezek a függvények tartalom nélküliek, legtöbbször csak gombnyomás esetén kell ezen függvényeket megírni Függvények Az alábbi részben sorra veszem a különlegesebb elemeket és a hozzá kapcsolódó függvények megvalósításáról írok néhány szót Rádiógombok - paraméterek Rádiógombok esetén, miután egy panelra helyeztem őket, még az *.m fájl inicializáló részében (LTEGUI_OpeningFcn()) el kell helyezni az alábbi sort: set(handles.uipanel2,'selectionchangefcn',@uipanel2_selectionchangefcn); mely a panelhoz hozzárendel egy olyan függvényt, amely a gombok kiválasztásánál hívódik meg. A két rádiógomb-csoport (sávszélesség és moduláció) működése hasonló, mindkét esetben először egy switch get(eventdata.newvalue,'tag') sorral megnézem, hogy változott-e a rádiógombok értéke, majd ennek függvényében változtatom a bandwidth_mhz vagy a modulation_type változók értékét Táblázat felhasználói adatok A táblázat celláinak módosítása esetén egy uitable1_celleditcallback függvény hívódik meg, mely lényegében lekérdezi a táblázat összes celláját és egy változóba helyezi el. Használta 36

44 előtt először a userek számát kell majd megadni és az OK gomb megnyomásával a pushbutton3_callback függvény hívódik meg, mely annyi sort hoz létre a táblázatban, ahány user van Gombok, grafikonok Szimulációk futtatása A futtatás gombra kattintva, meghívódik a pushbutton1_callback függvény mely az egyes paraméterek és adatok beolvasása során a felhasználók számának függvényében meghívja az lteuplink_v6_full_gui függvényt. Erre azért volt szükség, mert a táblázat adatai cell típusúak, és a függvény vektort vár, ezt pedig nem lehet egyszerűbben konvertálni. Ez a függvény egyébként tökéletesen megegyezik a korábbi lteuplink_v6_full függvénnyel, annyi az eltérés, hogy a handles objektumot is megkapja paraméterként, és egy-egy grafikon kirajzolása másképpen történik (hogy ne külön ablakban jelenjen meg): kivalasztott_grafikon=get(handles.grafikon,'value') if kivalasztott_grafikon==13 axes(handles.axes1) stem(real(allsymbolsmultipleusers_noised_plusoverallnoise),'g') title('allsymbolsmultipleusers_noised'); guidata(hobject, handles); end A BER-görbe gomb működése ehhez hasonló, csak az lteuplink_v6_full_ber_gui függvényt hívja meg. A szimulációk futásának eredményét is visszakapom, és egy egyszerű set függvényhívással kiíratom az ablakra statikus szövegmezőkbe A program használata A mellékelt forráskódok közül az LTEGUI.m fájlt kell elindítani. Ekkor kirajzolódik a grafikus felület ablaka. Először a userek számát kell megadni, majd az OK gombra kell kattintani. Ezután töltsük ki a táblázat celláit. Fontos, hogy minden mezőt ki kell tölteni! Kiválaszthatjuk közben a moduláció típusát és a teljes sávszélességet. A userek sávszélességének összegének meg kell egyeznie a teljes sávszélességgel. Ezután válasszuk ki, hogy melyik grafikont szeretnénk kirajzolni, majd kattintsunk a Futtatás gombra. Ekkor lefut a háttérben a szimuláció, az eredmény számokban bal oldalt látható, a grafikon pedig jobb oldalt. BER-görbe rajzolása esetén a futtatás megegyezik, kivéve, hogy ez esetben csak egy usert szabad használni, és a megadott SNR érték nyilván nem számít, hiszen ilyenkor minden SNR értékre meghívódnak az előző függvények. 37

45 7. Szimulációk végzése A szimulációk elvégzéséhez azonban a kísérletek nagy számára való tekintettel nem a grafikus felületet használtam, hiszen az inkább egy-egy konkrét szituáció megjelenítésére alkalmas, mintsem egy adott esemény többszöri, egymás utáni megismétléséhez. Egyes szimulációkhoz külön függvényeket is írtam az egyszerűbb, gyorsabb végrehajtás érdekében Modulációból adódó különbségek Az első szimuláció során azt fogom megnézni, miként befolyásolják a jelátvitelt a különböző modulációs technikák: QPSK, 16QAM, 64QAM. A többi paramétert egyelőre tekintsük állandónak, így az alábbi függvényeket fogom meghívni egymás után: [noised,symonl,back]=lteuplink_v6_full(4,20,[ ],1000); [noised,symonl,back]=lteuplink_v6_full(16,20,[ ],1000); [noised,symonl,back]=lteuplink_v6_full(64,20,[ ],1000); Látható, hogy csak az első paraméter, vagyis a moduláció típusa változik, és nincs visszaverődés, a jel-zaj viszony 10 db, egy user van, és a sávszélesség 20 MHz, így az összes átvitt szimbólum száma 8400 (=7 1200). Azt az eredményt kaptam, amire számítottam is, minél nagyobb ugyanis az M szám egy MQAM modulációnál, annál érzékenyebb lesz a zavarokra. Ezek alapján a 7.1 ábra konstellációs diagramjain látható, hogy ebből a szempontból QPSK modulációt érdemes választani, hiszen ilyenkor a legkisebb a hibásan átvitt szimbólumok száma: 20 MHz esetén 0 a 8400-ból. A többi esetben ezek a számok így alakultak: 811/8400 (16QAM) és 4515/8400 (64QAM). first block after M-point IDFT - so ORIGINAL first symbol in a constallation diagram 8 first block after M-point IDFT - so ORIGINAL first symbol in a constallation diagram 8 first block after M-point IDFT - so ORIGINAL first symbol in a constallation diagram Im 0 Im 0 Im Re Re Re 7.1.ábra Konstellációs diagramok Most változtassuk meg a jel-zaj viszony értéket 9 db-re! Ekkor a hibás/összes aránypárok QPSK esetében: 9/8400, 16QAM-nél: 1217/8400, míg 64QAM-nél: 5077/8400. Rosszabb jel-zaj viszony értékeknél is ugyanezt tapasztaljuk: 64QAM esetében a hibás szimbólumok száma többszöröse a 16QAM esetében fogadottal. Például 6 db-nél 16QAM-nál 2855 hibás szimbólum érkezett, 64QAM esetében pedig már Ilyen esetben tehát ezek a modulációk gyakorlatban 38

46 használhatatlanok. A különböző modulációk különböző jel-zaj viszony értékekhez tartozó szimbólumhibáját a 7.2. ábrán foglaltam össze. 7.2.ábra Hibás szimbólumok száma 8400-ból a modulációk függvényében Az ábra részét képezi egy grafikon is, ahol vizuálisan is láthatjuk, hogy QPSK esetén találkozunk a legkevesebb hibával. Megfigyelhető az is, hogy a QPSK és a 16QAM moduláció között sokkal nagyobb különbség van, mint a 16QAM és 64QAM között. Ez azért van így, mert QPSK esetén a konstellációs diagramra gondolva sokkal nagyobb valószínűséggel el lehet azt dönteni, hogy az adott szimbólum a koordinátarendszer melyik negyedében van, mint azt hogy azon belül éppen hol. Látható, hogy QPSK esetén körülbelül már db-es jel-zaj viszony esetében nem keletkezett hiba az átvitelben. A többi modulációnál ezt a határértéket majd a BER-görbéről szóló fejezetben ismertetem. Meg kell azonban jegyezni, hogy valójában nem okozna ennyi hibát egy ilyen átvitel, hiszen különböző hibakódolási eljárások segítségével visszaállítható néhány hibás bit, a szimuláció során azonban nem veszem ezt figyelembe Visszaverődések hatása Most vegyük szemügyre, miként befolyásolja a jelátvitelt a többutas terjedés! A program az eredeti jelúton kívül, két másik, visszaverődött jelutat kezel, melyek amplitúdóját az eredetihez képest százalékban lehet megadni, továbbá megadható paraméterként, hogy az egyes jelutak hány mintát késleltetnek. Először példaként nézzük meg az alábbi függvényhívást: [noised,symonl,back]=lteuplink_v6_full(4,20,[ ],1000); vagyis két egyenként 30% és 10%-os plusz jel 1000, illetve 200 késleltetett mintával került rá az eredeti jelre, a jel-zaj viszony továbbra is 7dB. 39

47 amplitúdó Multipath fading first block after M-point IDFT - so ORIGINAL first symbol in a constallation diagram Im T [mintav] Re 7.3.ábra Többutas terjedés hatása Ahogyan az a 7.3.ábrán is látszik ugyanakkora paraméterek mellett a 7.1.ábrához képest jóval zajosabb konstellációs diagramot kapunk. A bal oldali ábrán sötétebb színnel látszik a többutas terjedés által megjelent fölösleges jel Kétutas terjedés A kétutas terjedés jelenségét vizsgáltam 10 db-es jel-zaj viszony mellett a második jelút amplitúdójának függvényében. A szimuláció során a késleltetett minták száma konstans 70 volt. 20 MHz-es sávszélességnél a 8400 szimbólumból a 7.4.ábrán látható, hogy adott amplitúdójú jel megjelenése mellett hány hibás szimbólum keletkezik. Szintén észrevehető, hogy a modulációk megválasztásának milyen hatása van: A QPSK jóval később válik érzékennyé a kétutas terjedésre, 16QAM-nél a legmeredekebb a görbe, így itt kis késleltetés növekedés nagy adatvesztést okoz, illetve szemmel láthatóan a 64QAM a legérzékenyebb. 7.4.ábra Kétutas terjedés 40

48 Többutas terjedés A program alkalmas az eredeti jelúton kívül két másik kezelésére is. Erre az esetre is néztem egy példát. Mindkét útnál változtattam az amplitúdót, ezt ábrázolom az x tengelyen, a késleltetett minták száma 70, illetve 150 volt. A jel-zaj viszony továbbra is legyen 10 db. Ekkor a 7.5.ábrán látható eredményekhez jutottam. 7.5.ábra Többutas terjedés Igazából nagy különbség nem tapasztalható a sima kétutas terjedéshez képest, hiszen a Gaussféle csatornamodell nem alkalmas e különbségek kimutatására, nem vizsgálja a frekvenciaszelektivitást, az interferenciát, a user-ek egymásra hatását Az M blokk elhelyezése A fejezetben írtam arról, hogy az N-pontos IDFT blokk bemenetére különböző módon helyezhetjük el az M méretű adatblokkokat. Az LTE-ben a localized verziót használják, és a szabvány szerint az M méretű blokk az N bemenet elejére kell kerüljön. Én azonban elvégeztem néhány kísérletet, hogy megtekintsem, egyébként befolyásolja-e az összefüggő M adatblokk helyének (7.6.ábra) megválasztása az átvitelt. 41

49 150 first symbol (real part) after FFT and mapping 150 first symbol (real part) after FFT and mapping 150 first symbol (real part) after FFT and mapping amplitúdó 0 amplitúdó 0 amplitúdó f [*15kHz] f [*15kHz] f [*15kHz] 7.6.ábra Localized segédvivő elhelyezés 3 módja A szimulációkat 20 MHz-es sávszélesség esetén végrehajtva 6 db-es jel-zaj viszonynál mindhárom esetben körüli érték volt a hibásan átvitt szimbólumok száma, így arra a következtetésre jutottam, hogy az átvitelt az M blokkok elhelyezése nem befolyásolja Több felhasználó Mindezek után nézzünk egy olyan szimulációt, ahol a 20 MHz-es sávszélességet nem egy, hanem 5 user veszi igénybe: 10, 5, 2.5, 1.25, 1.25 MHz sávszélességeket használva: [noised,symonl,back]=lteuplink_v6_full(4,20,[ ; ; ; ; ],1000); A fenti függvényhívás paramétereit az érthetőség kedvéért táblázatszerűen is összefoglaltam, továbbá a teljes csatorna is látható a 7.7.ábrán. Minden user QPSK modulációt használt. 7.7.ábra Több felhasználó A szimuláció eredményeit a 3.táblázatban közlöm. A program a teljes csatorna átvitelére is kiszámolta az összes szimbólumhibát: 8568 átvitt szimbólumból 20 érkezett hibásan. Nyilván e kevés hiba abból adódik, hogy QPSK modulációnál 10 db körüli SNR értéknél már gyakorlatilag hibátlan átvitelt tapasztaltam, és jelen szituációban minden user jel-zaj viszonya e körüli érték volt. 42

50 3.táblázat Eredmények 7.5. BER görbe Az infokommunikációban, rádiós átvitelben gyakran alkalmaznak egy ún. BER (Bit-Error Ratio) görbét. A BER maga bithiba arányt jelent, vagyis a hibás bitek száma osztva az összes átvitt bit számával. A BER görbe pedig e BER értékeket adja meg az E b /N 0 függvényében. Az E b az egy bit által hordozott teljesítmény, N 0 pedig az 1 Hz sávszélességre jutó zajteljesítmény. Az SNR pedig a jel-zaj viszony, vagyis a hasznos jel teljesítménye osztva a zaj teljesítményével. Az E b /N 0 és az SNR értékek között az átszámítás a sávszélesség és a szimbólumsebesség ismeretében elvégezhető. Így [27] alapján egy MQAM modulációra: E N b 0 P jel T P W zaj u sáv k Pjel k Eb, tehát SNR, P W T N zaj sáv ahol W sáv a sávszélesség, T u a szimbólumidő, k pedig a frekvenciahasznosítási tényező [27]. A frekvenciahasznosítási tényező az 5.1.ábra alapján is értelmezhető, kifejezi, hogy egy vivő hány bit átvitelére képes, tehát k értéke: QPSK esetén 2, 16QAM-nél 4, 64QAM-nél 6. Mivel W sáv T u maximálisan 1, P SNR P jel zaj E N b 0 k, vagyis például QPSK modulációt használva a jel-zaj 3 db-lel nagyobb az E b /N 0 értéknél. Szakdolgozatom során a korábban ismertetett szimulációs programot átalakítva készítettem egy BER-görbe rajzoló programot is. Figyelembe kell azonban venni, hogy én nem bithibát, hanem szimbólumhibát számoltam, és nem E b /N 0, hanem SNR függvényében, hiszen az awgn() függvénynek ez a paramétere (7.8.ábra). u 0 43

51 7.8.ábra QPSK BER görbe szimulációval E második program gyakorlatilag a már korábbi szimulációs programot hívja meg ciklusban változó SNR értékekkel. Menet közben nem rajzol ki semmilyen grafikont, helyette azonban összegyűjti adott SNR értékhez a szimbólumhibát egy vektorban és a végén készíti el a BERgörbét. A MATLAB is rendelkezik beépített BER-görbe rajzoló programmal, mely a bertool paranccsal hívható meg. Ekkor a megjelenő ablakban megadható, hogy milyen E b /N 0 értékek között szeretnénk megnézni a BER-görbét. A QPSK modulációt más néven 4QAM-nek is hívják, így M=4,16,64 méretű MQAM átvitelre készítettem el MATLAB-bal a görbéket. (7.9.ábra) Ezek után vessük össze az általam készített programmal megjelenített görbékkel. Eredetileg a szimuláció egyszerre csak egy slot-nyi, vagyis 7 OFDM-szimbólumnyi átvitel vizsgálatára alkalmas. Ez azonban 20 MHz esetén csak 8400 szimbólumot jelentene (7 1200), ami csak enes hiba kimutatására lenne alkalmas, mert 1/8400=1, Ráadásul a véletlengenerátor miatt viszonylag nagy lenne a szórás például 64QAM esetében, ahol a lehetséges szimbólumok 64 félék lehetnek, és nem lenne elég adat ahhoz, hogy elég pontosan tudjak hibát számolni. 44

52 7.9.ábra MATLAB BER-görbék Ezért megnöveltem a szimulációban résztvevő OFDM-szimbólumok számát 112-re, ez így 16- szor annyi adatot jelent, pontosabban = szimbólumot, ami lehetővé teszi elvileg a onos hiba kimutatását is. Ez látható a 7.10.ábrán. A két ábra közötti egyik különbség az E b /N 0 és az SNR közötti átváltásból ered. Például QPSK esetén 10 db E b /N 0 13 db SNR-nek felel meg (2-szeres szorzás 10 log(2)=~3), vagy 16QAM esetén 10 db E b /N 0 16 db SNR-t jelent. Összehasonlításképpen készítettem egy táblázatot is, ahol ugyanazon jel-zaj viszony értékekhez tartozó E b /N 0 értékekhez tartozó hibaértékeket tüntettem fel. Az átszámítás a korábban bevezetett k számmal történik. E b /N log(k)=snr. (4.táblázat) 4.táblázat Különbségek a BER értékekben 45